VENTSPILS AUGSTSKOLA INFORMĀCIJAS TEHNOLOĢIJU FAKULTĀTE MAĢISTRA DARBS UZTVEROŠĀS SISTĒMAS IZSTRĀDE RADIOASTRONOMISKAJIEM NOVĒROJUMIEM L DIAPAZONĀ Aut

Transkripts

1 VENTSPILS AUGSTSKOLA INFORMĀCIJAS TEHNOLOĢIJU FAKULTĀTE MAĢISTRA DARBS UZTVEROŠĀS SISTĒMAS IZSTRĀDE RADIOASTRONOMISKAJIEM NOVĒROJUMIEM L DIAPAZONĀ Autors Ventspils Augstskolas Informācijas tehnoloģiju fakultātes profesionālās maģistra studiju programmas Elektronika 2. kursa students Mārcis Beiders Matr.nr (paraksts) Fakultātes dekāns asoc.prof., Dr. math. Gaļina Hiļķeviča (paraksts) Zinātniskais vadītājs Dr. phys. Jānis Trokšs (ieņemamais amats, zinātniskais nosaukums, vārds, uzvārds) (paraksts) Recenzents (ieņemamais amats, zinātniskais nosaukums, vārds, uzvārds) (paraksts) Ventspils 2015

2 ANOTĀCIJA Darba nosaukums: Darba autors: Darba vadītājs: Darba apjoms: Atslēgas vārdi: Uztverošās sistēmas izstrāde radioastronomiskajiem novērojumiem L diapazonā Mārcis Bleiders Dr. phys. Jānis Trokšs 75 lpp., 7 tabulas, 54 attēli, 29 bibliogrāfiskās norādes, 27 pielikumi RADIOASTRONOMIJA, UZTVEROŠĀ SISTĒMA, AWR MICROWAVE OFFICE Maģistra darbā izstrādāts funkcionējošs uztverošās sistēmas augstfrekvences trakta prototips, kas ir pielietojams radioastronomiskajiem novērojumiem frekvenču L diapazonā, tai skaitā radiostarojuma avotu spektrālo līniju reģistrācijai un jonosfēras pētījumiem, analizējot tās izraisītās navigācijas satelītu signālu izplatīšanās īpatnības. Darbā aprakstīti radioastronomisko novērojumu pamatprincipi un izpētīti svarīgākie spektrālo līniju novērojumu paņēmieni un eksistējošās problēmas. Definēti sasniedzamie parametri un funkcionalitāte, kas jāpielāgo uztvērēja efektīvai izmantošanai Irbenes esošajā radioteleskopu sistēmā. Izveidota uztvērēja blokshēma, pamatojot katra mezgla un to svarīgāko parametru sasniedzamo vērtību izvēli. Veicot tuvinātu uztveršanas trakta simulāciju, novērtēta arī sasniedzamā veiktspēja. Prototipēšanas atvieglošanas nolūkos katrs uztvērēja mezgls izstrādāts kā neatkarīgs modulis, izmantojot mūsdienīgas, viegli pieejamas elektronikas komponentes un materiālus. Izstrādātas moduļu principiālās shēmas, atsevišķu mezglu izstrādē izmantojot radioviļņu ierīču datorizētās izstrādes rīkus. Izgatavoti katra moduļa prototipi un veikti to raksturīgāko elektrisko parametru mērījumi. Izveidotie mezgli notestēti kopējā uztveršanas sistēmā, veikti tās veiktspēju raksturojošo parametru mērījumi, pārbaudīta sasniegtā funkcionalitāte un izdarīti secinājumi.

3 ABSTRACT Thesis: Development of reception system for radio-astronomical observations at L band Author: Mārcis Bleiders Supervisor: Dr. phys. Jānis Trokšs Extent: 75 pages, 7 tables, 54 figures, 29 bibliographical references, 27 appendices Keywords: RADIOASTRONOMY, RECEPTION SYSTEM, AWR MICROWAVE OFFICE In this master s thesis prototype of reception system high-frequency block is developed, which, in conjunction with radio telescope, can universally be used for spectral line and ionosphere research by analyzing navigation satellite signal propagation at L band. Basic concepts of radio astronomy observations as well as main problems and requirements for spectral line observations are described. Achievable parameters and functionality of reception system based on existing Irbene radio-telescopes has been defined. Functional block diagram of receiver is developed and by substantiating their necessity, key parameters of each module are chosen. Achievable performance is approximated through radio frequency cascade simulations. Each module is developed independently, using modern, high-performance of-theshelf electronic components and materials, which allows easier prototyping and optimization of whole system. Circuit diagram for each module is developed, by using computer aided RF design tools. Prototype of each module is built and individually tested. Developed modules have been tested in full reception system; measurements of most significant performance parameters have been carried out, achieved functionality verified and conclusions made.

4 SATURS IEVADS... 5 SAĪSINĀJUMU UN NOSACĪTO APZĪMĒJUMU SARAKSTS UZTVEROŠĀ SISTĒMA RADIOASTRONOMISKAJIEM NOVĒROJUMIEM Sistēmas trokšņu temperatūra un uztvērēja stabilitāte Galvenās spektrālo līniju novērojumu metodes un uztvērēja kalibrēšana Antenas orientācijas pozīcijas maiņa Uztveramo frekvenču joslas maiņa Nepieciešamā uztvērēja funkcionalitāte un vēlamās parametru vērtības12 2. UZTVEROŠĀS SISTĒMAS KONFIGURĀCIJA UN BLOKSHĒMA Darbā izmantotie AF ierīču veiktspēju raksturojošie parametri Paštrokšņu koeficients AF komponenšu linearitāte un dinamiskais diapazons Uztvērēja blokshēma Uztveršanas trakta kaskādes simulācija UZTVĒRĒJA MEZGLU IZSTRĀDE Priekšpastiprinātāja modulis Maztrokšņojošā pakāpe ar MGF4919G lauktranzistoru Otrā pakāpe ar mikroshēmu PGA Virzītais nozarotājs Priekšpastiprinātāja barošanas bloks Prototipa izgatavošana un mērījumu rezultāti Platjoslas RF pastiprinātāji Signālu jaucējs Heterodīna svārstību sintezators Spoguļdiapazona joslas filtrs... 45

5 3.6. L diapazona pastiprinājuma frekvenčatkarības kompensators Starpfrekvences modulis Attālinātā vadība, izmantojot Ethernet saskarni Vadības un barošanas bloka moduļi UZTVEROŠĀS SISTĒMAS TESTI Starpfrekvences signāla spektrs un trakta frekvenču raksturlīkne Paštrokšņu koeficients un pastiprinājums P1dB, IP3 un dinamiskais diapazons Spoguļfrekvenču selektivitātes mērījumi Kalibrēšanas funkcionalitātes tests Uztvērēja tehnisko parametru apkopojums SECINĀJUMI UN PRIEKŠLIKUMI IZMANTOTĀS LITERATŪRAS SARAKSTS PIELIKUMI GALVOJUMS

6 IEVADS Vielu emisijas spektrālo līniju pētījumi radioviļņu diapazonos, jeb radio spektroskopija ir viens no galvenajiem radioastronomijas novirzieniem, kas sniedz informāciju par starpzvaigžņu telpas ķīmisko sastāvu, vielu daudzumu un kustību. Viena no radioastronomijā svarīgākajām spektrālajām līnijām ir 21 cm diapazonā ( MHz) novērojamā neitrālā ūdeņraža līnija (H līnija), kuras parametru izpēte ļauj gūt informāciju par Piena Ceļa galaktikas telpisko struktūru, kā arī daudzu citu galaktiku konfigurāciju un kustību [1, 77. lpp]. Frekvenču ziņā salīdzinoši netālu 18 cm diapazonā novērojamas neitrālo hidroksīdu radikāļu molekulu starojuma spektrālās līnijas (OH līnijas), kurām ir būtiska nozīme starpzvaigžņu telpas māzeru izpētē [1, 81. lpp]. Frekvenču L diapazonu, kurā novērojamas minētās spektrālās līnijas, izmanto arī globālās satelītu navigācijas sistēmas (GNSS), kuru signāli tiek izmantoti Zemes jonosfēras īpašību radioastronomiskajos pētījumos. Ventspils Augstskolas institūta Starptautiskā Radioastronomijas Centra rīcībā esošās paraboliskās antenas RT-32 un RT-16 ir potenciāli izmantojamas šo signālu uztveršanai ar pietiekami lielu signāla un trokšņa attiecību un leņķisko izšķirtspēju. Lai uztverto analogo signālu varētu pārveidot ciparu formātā un analizēt, tas atbilstoši jāpastiprina un jāapstrādā, resp., iepriekšminēto pētījumu veikšanai nepieciešams elektriski stabils un maztrokšņojošs uztvērējs. Lai arī institūta rīcībā ir uztvērējs jonosfēras pētījumiem [2], L diapazona spektrālo līniju novērojumiem piemērotas uztveršanas sistēmas šobrīd nav. Maģistra darba mērķis ir izstrādāt attālināti vadāmu uztveršanas sistēmas augstfrekvences (AF) traktu, kas būtu pielietojams H un OH spektrālo līniju reģistrācijai, kā arī jonosfēras pētījumiem, izmantojot Irbenes RT-32 un RT-16 radioteleskopus. Mērķa sasniegšanai izvirzīti sekojoši uzdevumi: 1. svarīgāko spektrālo līniju novērojumu metožu izpēte; nepieciešamās uztvērēja funkcionalitātes un sasniedzamo parametru definēšana; 2. uztvērēja blokshēmas izstrāde, atsevišķu uztvērēja mezglu prototipu izstrāde un testēšana; 3. uztverošās sistēmas prototipa darbības testēšana un raksturlielumu mērījumu veikšana. 5

7 Darbs sastāv no četrām galvenajām daļām. Pirmajā daļā apskatīti radioastronomisko novērojumu pamatjēdzieni, populārākās spektrālo līniju reģistrēšanas metodes un uztveršanas sistēmas kalibrēšanas paņēmieni, kas izmantojami par pamatu sasniedzamās uztvērēja funkcionalitātes un parametru definēšanai. Otrajā daļā izklāstīta izstrādātā uztvērēja sistēmas blokshēma un, veicot tuvinātu uztveršanas trakta simulāciju, novērtēta sasniedzamā veiktspēja. Trešajā daļā detalizēta gan atsevišķu AF mezglu izstrāde, izmantojot Ansoft Designer SV un AWR Microwave Office izstrādes vides, gan mezglu izgatavošanas gaita, gan to raksturīgāko parametru mērījumu rezultāti. Ceturtajā daļā aprakstīta izgatavoto uztvērēja mezglu testēšana, tos apvienojot kopējā sistēmā, veikta AF sistēmas veiktspēju raksturojošo mērījumu analīze, kā arī aprakstīta kalibrēšanas funkcionalitātes testu gaita, bet noslēgumā izklāstīti izdarītie secinājumi. 6

8 SAĪSINĀJUMU UN NOSACĪTO APZĪMĒJUMU SARAKSTS λ - viļņa garums GNSS - globālā navigācijas satelītu sistēma DBBC - Digital Base-Band Converter radioastronomisko signālu ciparošanas iekārta AF - augstfrekvence T sys - sistēmas trokšņu temperatūra T A - antenas trokšņu temperatūra T R - uztvērēja trokšņu temperatūra B - uztvērēja efektīvais frekvenču joslas platums SNR - signāla un trokšņa attiecība, angl. Signal to Noise Ratio G - AF ierīces jaudas pastiprinājums NF - paštrokšņu koeficients, angl. Noise Figure ENR - pievienoto trokšņu attiecība, angl. Excess Noise Ratio SFDR - bezintermodulāciju dinamiskais diapazons, angl. Spurious Free Dynamic Range IMRR - spoguļfrekvenču selektivitāte, angl. Image Rejection Ratio P1dB - pastiprinājuma 1 db kompresijas punkta jauda IP3 - trešās kārtas intermodulāciju komponentu šķērsošanas punkta jauda RF - radiofrekvenču signāls pirms frekvenču pārveidošanas ar jaucēju LO - lokālā oscilatora (heterodīna) signāls IF - starpfrekvences signāls, angl. Intermediate Frequency f RF - radiofrekvenču signāla frekvence f LO - lokālā oscilatora (heterodīna) signāla frekvence f IF - starpfrekvences signāla frekvence K c - virzītā nozarotāja nozarošanas koeficients FAFFP - frakcionālā automātiskā frekvences un fāzes pieskaņošana AWR - National Instruments AF ierīču datorizētās izstrādes rīks AWR Microwave Office HEMT - angl. High Electron Mobility Transistor 7

9 1. UZTVEROŠĀ SISTĒMA RADIOASTRONOMISKAJIEM NOVĒROJUMIEM Nodaļā apskatīti radioastronomisko novērojumu pamata koncepti: sistēmas trokšņu temperatūra, tās nozīme un noteikšana, būtiskāko lielumu vērtību kalibrēšanas nozīme, galvenās spektrālo līniju reģistrācijas metodes. Definēta nepieciešamā sistēmas funkcionalitāte un parametri, kas jāpielāgo uztvērēja efektīvai izmantošanai Irbenes esošajā radioteleskopu sistēmā Sistēmas trokšņu temperatūra un uztvērēja stabilitāte Elektriskā signāla jaudu antenas izejā var raksturot ar ekvivalento antenas trokšņu temperatūru T A temperatūru antenas pretestībai ekvivalentam rezistoram, kas ģenerētu tādu pašu trokšņu jaudu, kāda ir antenas izejā: kur P A - trokšņu jauda antenas izejā (W), k - Bolcmaņa konstante ( J/K), T A - antenas trokšņu temperatūra (K), B - frekvenču joslas platums (Hz). P A = kt A B, (1.1) T A veido kosmiskais fona troksnis, antenas sānu lapu uztvertais troksnis, atmosfēras troksnis un jebkuras citas absorbējošās komponentes antenas sistēmā, kā arī novērojamā avota signāls, ja antena pozicionēta avota virzienā. Identiski kā tas parasti tiek darīts praksē, arī šajā darbā turpmāk trokšņu signāla jauda tiks raksturota ar ekvivalentajām trokšņu temperatūrām, jo k un B ir fiksētas konstantes. Ideālā gadījumā uztvērēja izejas signāls ir pastiprināta P A vērtība, tomēr jebkurš reāls uztvērējs signālam pievieno papildus trokšņa jaudu, ko var raksturot ar ekvivalento uztvērēja trokšņu temperatūru T R temperatūra pastiprinātāja ieejas pretestībai ekvivalentam rezistoram, kas ģenerē uztvērēja pievienoto trokšņu jaudu. Detektētais uztvērēja izejas signāls ir proporcionāls T A un T R summai, jeb sistēmas trokšņu temperatūrai: P IZ = GkT sys B, (1.2) kur T sys - sistēmas trokšņu temperatūra, T sys = T A + T R, G - uztvērēja kopējais pastiprinājums, 8

10 B - frekvenču joslas platums (Hz). Radioastronomisko signālu jaudas intensitātes spektrālais blīvums bieži ir ar kārtu 1 Jy (1 janski W ), kas, piemēram, Irbenes RT-32 gadījumā radītu T Hz m 2 sys pieaugumu tikai 0.18 K (pieņemot apertūras efektivitāti 0.6 līmenī). Lai tik nelielus līmeņa pieaugumus varētu reģistrēt ar pietiekami mazu nenoteiktību, nepieciešami lieli signāla integrācijas laiki [3]. Parasti sistēmas temperatūra L-diapazonā ir maza, tāpēc saskaņā ar (1.2) signāla reģistrēšanai (pie fiksētas B vērtības) nepieciešams ievērojams pastiprinājums G, tādēļ tā stabilitāte var būtiski ietekmēt novērojumu rezultātus. Piemēram, signāla T reģistrēšanai pastiprinājuma stabilitātei G/G jābūt labākai par T/T R [3, 70. lpp] ja T R = 30 K, signāla radītais pieaugums ir 0.18 K un G = 90 db (tipiski radioastronomijas sistēmās), tad G stabilitātei jābūt augstākai par db. Praksē šādu stabilitāti, it īpaši pie lieliem integrācijas laikiem, iegūt ir ārkārtīgi grūti, tāpēc, lai kompensētu pastiprinājuma izmaiņas laikā, parasti tiek pielietotas diferencējošās, jeb salīdzinošās novērojumu metodes Galvenās spektrālo līniju novērojumu metodes un uztvērēja kalibrēšana Radioastronomiskos novērojumus var iedalīt divās galvenajās grupās: nepārtrauktā spektra un spektrālo līniju reģistrācijas novērojumos [1, 27. lpp]. Novērojumi savstarpēji galvenokārt atšķiras ar to, ka spektrālo līniju gadījumā papildus telpiskajai izšķirtspējai nepieciešama arī frekvenču, jeb starojuma avota relatīvā ātruma izšķirtspēja. Attiecīgi atšķiras arī signālu reģistrēšanas tehnoloģijas nepārtrauktā spektra novērojumu gadījumā tiek mērīta pilnā jauda visā uztvērēja frekvenču joslā, bet spektrālo līniju uztvērējos josla tiek sadalīta daudzos atsevišķos frekvenču kanālos, parasti izmantojot ciparu apstrādes paņēmienus. Abos gadījumos nepieciešams kompensēt jau minēto pastiprinājuma nestabilitāti, kā arī T sys izmaiņas, piemēram, mainīgu atmosfēras apstākļu dēļ. Spektrālo līniju gadījumā svarīga ir arī uztvērēja pārvades raksturlīknes forma un stabilitāte. Pilnās jaudas uztvērējos parasti tiek izmantoti Dīka radiometriskie paņēmieni, kas analizēti [3][4][5], bet šajā darbā uzskatāmības labad tiks pieminētas tikai spektrālo līniju novērojumiem specifiskas metodes. Visu metožu pamatā galvenokārt ir attiecības mērījums interesējošais signāls regulāri tiek salīdzināts ar signālu, kas ideālā gadījumā atšķiras tikai ar novērojamā avota radīto komponenti. Ja G un T sys nestabilitāšu laika intervāls ir lielāks par salīdzināšanas 9

11 periodu, to ietekmi var kompensēt. Vispārīgā gadījumā avota radīto T sys pieaugumu, jeb T s var aprēķināt, izmantojot (1.3) [6, 5. lpp]: kur T s T sys = P ON P OFF P OFF T s - novērojamā avota antenas temperatūra [K], P ON - detektētais signāls, kas satur avota signālu, P OFF - detektētais signāls, kas nesatur avota signālu. T s = T sys P ON P OFF P OFF, (1.3) Zinot T s un antenas pastiprinājumu K/Jy, var aprēķināt avota intensitātes spektrālo blīvumu, bet ja avots pilnībā aptver antenas staru, T s tiešā veidā sakrīt ar avota spilgtuma temperatūru. No (1.3) redzams, ka mērsistēmas kalibrēšanai, jeb absolūtās skalas iegūšanai no attiecības mērījumiem, nepieciešams zināt T sys, ko savukārt var aprēķināt, arī izmantojot attiecību mērījumu. Šim mērķim uztveršanas sistēmā tiek ievadīts kalibrēšanas signāls, kas parasti ir trokšņu signāls, kura temperatūras absolūtā vērtība ir zināma. Zinot to un jaudu attiecību, var aprēķināt T sys [7, 4. lpp]: kur T sys = T cal ( P calon P caloff 1) T cal - pievienotā kalibrēšanas signāla trokšņu temperatūra [K], P caloff - detektētais signāls, ar izslēgtu kalibrēšanas signālu, P calon - detektētais signāls, ar ieslēgtu kalibrēšanas signālu., (1.4) Parasti kalibrēšanai tiek izmantots trokšņu ģeneratordiodes radīts trokšņu signāls, kas tiek ievadīts uztvērējā, izmantojot uztvērēja ieejā slēgtu virzīto nozarotāju [3][6][7]. Savukārt, lai fiksētu kalibrēšanas signāla vērtību T cal, praksē tiek izmantota, t. s. karstāaukstā kalibrēšanas metode, izmantojot mikroviļņu absorbētājus istabas un šķidrā slāpekļa temperatūrās, kā arī kalibrēšana, izmantojot dabiskos radioastronomiskos kalibrēšanas radio starojuma avotus [7, 19. lpp]. Spektrālo līniju novērojumu metodes galvenokārt atšķiras ar to, kādā veidā tiek iegūts salīdzināšanas signāls P OFF ((1.3) formula). Galvenās metodes ir antenas orientācijas pozīcijas vai uztveramo frekvenču joslas radikāla maiņa, pārejot no signāla P ON reģistrācijas uz P OFF reģistrāciju [3, 195.lpp][7, 7.lpp], kas īsumā aprakstītas sekojošās apakšnodaļās. 10

12 Antenas orientācijas pozīcijas maiņa Salīdzināšanas signāls P OFF tiek iegūts, pārpozicionējot antenu virzienā, kurā netiek uztverts radioastronomiskā avota signāls. Lai metode darbotos, nepieciešams nodrošināt to, lai uztvērēja pastiprinājuma un tā raksturlīknes nestabilitāšu laika intervāls būtu lielāks par antenas pārpozicionēšanas ilgumu, atmosfēras ietekme abās pozīcijās būtu vienāda un P OFF pozīcijā netiktu uztverts spektrālo līniju veidojošais signāls, kas ir ļoti problemātiski realizējams piem., novērojot H līnijas [6, 10. lpp]. Izmantojot šo metodi, var arī veiksmīgi kompensēt uztvērēja pārvades raksturlīknes nevienmērību, jo abās antenas pozīcijās uztveramo frekvenču josla netiek mainīta. Metodes trūkums ir nepieciešamība mehāniski pārpozicionēt antenu, it īpaši, ja procedūru jāveic regulāri. Mehāniska pozicionēšana var būt salīdzinoši laikietilpīga, rezultātā uztveršanas sistēmas parametri starp abām pozīcijām var būt atšķirīgi, pie tam efektīvais integrācijas laiks ir divas reizes mazāks, jo avots tiek novērots tikai pusi no atvēlētā laika Uztveramo frekvenču joslas maiņa Tā kā spektrālo līniju signāla frekvenču josla parasti ir relatīvi šaura, P OFF iespējams nomērīt, pārskaņojot uztvērēju uz tādu frekvenču apgabalu, kurā signāla komponentes nav. Metode īpaši labi darbojas relatīvi šauru līniju novērojumos, jo tādā gadījumā frekvenču starpību starp P OFF un P ON mērījumiem iespējams izvēlēties tik mazu, lai uztvērēja parametri pie abām frekvencēm atšķirtos minimāli. Lielākā metodes priekšrocība ir mehānisku iedarbību neesamība, tādējādi radot iespēju salīdzināšanu veikt relatīvi bieži, pieļaujot mazāku pastiprinājuma nestabilitātes laika intervālu un samazinot novērojuma laiku kopumā. Metode ļauj labāk kompensēt arī atmosfēras ietekmi, kas var būt sarežģīti, izmantojot antenas orientācijas pozīcijas maiņu. Realizējot uztveramo frekvenču joslas maiņu tā, lai līnijas signāls atrastos starpfrekvences joslā visu novērojumu laiku, kā arī veicot signāla spektra nobīdi un summēšanu, efektīvo integrācijas laiku iespējams palielināt divas reizes, salīdzinot ar antenas orientācijas pozīcijas maiņas metodi [7, 7.lpp]. Metodes trūkums ir potenciāli atšķirīgs uztvērēja pastiprinājums pie atšķirīgām frekvencēm, un, lai arī problēma tiek minimizēta, ja izmanto pietiekami mazu frekvenču starpību, ļoti mazu T s gadījumos šis trūkums var būt vērā ņemams. Tomēr, ja nepieciešams, ir iespējams apvienot frekvenču un antenas orientācijas pozīcijas maiņas metodes un kompensēt arī frekvenču raksturlīknes nevienmērību [7, 14.lpp]. Papildus ir vērts pieminēt, ka būtiska ir tikai pirmsjaucēja trakta raksturlīknes vienmērība, jo 11

13 starpfrekvence un tās trakta raksturlīkne ir nemainīga, kas ir noderīgi, jo starpfrekvences traktā parasti tiek nodrošināts vislielākais sistēmas pastiprinājums Nepieciešamā uztvērēja funkcionalitāte un vēlamās parametru vērtības Viens no svarīgākajiem radioastronomisko novērojumu sistēmas parametriem ir sistēmas temperatūra T sys, kas tiešā veidā nosaka integrācijas laiku, kāds nepieciešams attiecīgās avota signāla izšķiršanas spējas iegūšanai [3, 69. lpp]. Tipiski kosmiskā fona trokšņu temperatūra L diapazonā ir mazāka par 5 K [8], tāpēc T sys galvenokārt nosaka radioteleskopa antenas virziendarbības sānu lapu uztvertais Zemes siltumstarojums un uztvērēja paštrokšņi. Uztveršanas trakta trokšņu temperatūrai tātad jābūt pēc iespējas zemākai. Irbenes radioteleskopu sistēmā starpfrekvences signālu paredzēts pārveidot ciparu formā, izmantojot DBBC (Digital Base-Band Converter) analogciparu pārveidošanas iekārtu, kurai ir iestatāmas divas frekvenču joslas: MHz un MHz. DBBC ieejas signāla jaudai jābūt robežās no -70 dbm līdz -20 dbm. Zinot uztvērēja joslas platumu un T sys, iespējams noteikt pastiprinājumu, kāds nepieciešams vajadzīgās IF signāla jaudas iegūšanai. Tipiskais maksimālais frekvenču joslas platums, kādā, piemēram, tiek novērota H līnija ir 20 MHz [9]. Pieņemts, ka T sys = 70 K, ko nosaka tipiska maztrokšņojoša nedzesēta uztvērēja temperatūra 50 K un antenas temperatūra 20 K līmenī (L diapazona fona temperatūra 5 K un sānu lapu ietekme). Lai DBBC dinamiskais diapazons tiktu izmantots efektīvi, IF signāla līmenim, neuztverot signālu, būtu jābūt tuvu - 70 dbm robežai. Praktiski tiek izvēlēts -60 dbm līmenis, iegūstot 10 db rezervi. Izmantojot (1.2), uztvērēja pastiprinājumam G tātad jābūt vismaz 47 db. Salīdzinoši lielā pastiprinājumā dēļ, būtiska kļūst arī elektronikas komponenšu linearitāte. To var raksturot ar kompresijas punkta jaudu P1dB un trešās kārtas intermodulāciju šķērsošanas punktu IP3 ( apakšnodaļa), bet vispārīgā gadījumā svarīgs ir bezintermodulāciju dinamiskais diapazons SFDR (angl. Spurious Free Dynamic Range) attiecība starp uztvērēja trokšņu līmeņa jaudu un jaudu signālam, kura radīto intermodulāciju komponenšu jauda sakrīt ar trokšņu līmeņa jaudu. Kaut arī radioastronomijā, kur uztveramie signāli lielākoties ir vāji, uztvērēja dinamiskajam diapazonam parasti ir salīdzinoši maza nozīme, ņemot vērā to, ka šajā darbā izstrādājamo uztvērēju plānots izmantot arī navigācijas satelītu signālu uztveršanai, tam būtu jābūt pietiekami lielam. Ja IF signāla trokšņu līmeņa jauda ir -60 dbm un DBBC maksimālā 12

14 ieejas jauda ir -20 dbm, efektīvai DBBC dinamiskā diapazona izmantošanai uztvērēja dinamiskajam diapazonam būtu jābūt vismaz 40 db. Kā jau tika minēts 1.2 nodaļā, uztvertā signāla intensitātes skalas kalibrēšanai uztveršanas trakta ieejā nepieciešams ievadīt kalibrēta trokšņu avota signālu, turklāt šāda iespēja ļautu arī ērtāk monitorēt uztveršanas sistēmas veiktspēju un, vajadzības gadījumā, vieglāk identificēt radušos problēmu cēloņus. Irbenes radioteleskopos uztvērēju aparatūra izvietota sekundārā fokusa telpā, kas ir nodalīta no vadības telpas un laboratorijas, tāpēc ekspluatācijas ērtības nolūkā, uztvērējam jābūt nodrošinātam ar attālinātas vadības funkciju galvenokārt uztveramo frekvenču joslu pārskaņošanai un trokšņu ģeneratora ieslēgšanai. Sasniedzamo uztvērēja parametru vērtību un funkcionalitātes apkopojums: 1. Pēc iespējas zemāka trokšņu temperatūra. Ņemot vērā to, ka uztvērējs ir nedzesējams, trokšņu temperatūrai būtu jābūt ne augstākai par 35 K (paštrokšņu koeficients NF 0.5 db); 2. Saskaņā ar [1, 89. lpp] rekomendētā minimālā frekvenču josla H līnijas novērojumiem ir no 1370 līdz 1427 MHz un OH līniju novērojumiem no 1607 līdz 1722 MHz. GPS navigācijas satelītu L1 signāla frekvence ir 1575 MHz. Tātad uztveramo frekvenču joslai būtu jābūt no 1370 līdz 1722 MHz. Ņemot vērā Eiropas GSM-1800 sistēmas frekvenču diapazonu no 1710 līdz 1785 MHz, traucējumu ietekmes samazināšanas nolūkos uztvērēja augšējā frekvenču josla ierobežota līdz 1700 MHz. Tātad izveidojamā uztvērēja frekvenču joslai ir jābūt vismaz no 1370 līdz 1700 MHz; 3. Signāla reģistrēšanai ar esošo aparatūru nepieciešama signāla frekvenču lejuppārveidošana. Ņemot vērā DBBC frekvenču diapazonu, izvēlēts izmantot 435 MHz starpfrekvenci (f IF ), jo tā atrodas arī radioamatieru sakaru 70 cm diapazonā, kas nepieciešamības gadījumā ļautu signāla reģistrēšanai pielāgot arī radioamatieru stacijas aprīkojumu. Salīdzinoši augstā starpfrekvence ļauj vieglāk filtrēt spoguļfrekvenču diapazonu. Uztvērēja IF joslas platums izvēlēts 20 MHz, kas ir tipiski spektrālo līniju novērojumiem [9] un ir pietiekama GNSS signālu uztveršanai. Augsta selektivitāte var palīdzēt novērst iespējamu traucējošo signālu negatīvo ietekmi, it īpaši, ja nākamo pakāpju, piemēram, reģistrējošo iekārtu dinamiskais diapazons ir ierobežots; 4. Distanciāli pārskaņojama uztveramā signāla frekvence tam nepieciešams pārskaņojams frekvenču sintezators, ko iespējams sinhronizēt ar Irbenes 10 MHz ūdeņraža māzera frekvenču standarta signālu, kura jauda ir +13 dbm; 13

15 5. Uztvērēja kopējam pastiprinājumam jābūt vismaz 47 db un dinamiskajam diapazonam vismaz 40 db; 6. Kalibrēšanas funkcionalitātes nodrošināšanai jārealizē iespēja uztvertajam signālam piesummēt kalibrēta trokšņu avota signālu. Saderībai ar komerciālajiem trokšņu avotiem nepieciešams elektroniski komutējams +28 V barošanas sprieguma avots. 7. Uztveršanas sistēmas ieejas un izejas ķēžu raksturīgā pretestība ir 50 Ω. 8. Jānodrošina attālinātas vadības un monitorēšanas funkcionalitāte. Nepieciešams attālināti pārskaņot uztveramo frekvenču diapazonu un vadīt trokšņu ģeneratoru. Vadību paredzēts realizēt, izmantojot Ethernet saskarni, ko būtu iespējams papildināt ar Ethernet - Optiskās šķiedras pārveidotāju, lai sistēma būtu saderīga ar Irbenes tīkla infrastruktūru. 14

16 2. UZTVEROŠĀS SISTĒMAS KONFIGURĀCIJA UN BLOKSHĒMA Šajā nodaļā īsumā paskaidroti darbā izmantotie parametri, kas raksturo AF ierīču paštrokšņus un linearitāti, kā arī izmantotās šo parametru mērījumu metodes. Aprakstīta izveidojamā uztvērēja konfigurācija, izklāstīta attiecīgo mezglu nepieciešamība un izveidota blokshēma. AF trakta veiktspēja novērtēta, veicot AF trakta kaskādes simulāciju, izmantojot NI AWR Microwave Office datorizētās modelēšanas rīku Darbā izmantotie AF ierīču veiktspēju raksturojošie parametri Paštrokšņu koeficients Kā jau minēts 1. nodaļā, radioastronomiskā uztvērēja viens no svarīgākajiem parametriem ir tā trokšņu temperatūra, kurai jābūt pēc iespējas zemākai. Ir zināms, ka kopējo uztveršanas trakta trokšņu temperatūru var aprakstīt ar Frīsa formulu [3, 88. lpp]: kur T R = T 1 + T 2 + T G 1 G 1 G 2 T R - uztveršanas trakta trokšņu temperatūra, T n - atsevišķas pakāpes trokšņu temperatūra, G n - atsevišķas pakāpes pastiprinājums. T n, (2.1) G 1 G 2 G n 1 No (2.1) var secināt, ka, ja pirmās pakāpes pastiprinājums ir pietiekami liels, tā nosaka kopējo uztveršanas trakta trokšņu temperatūru, kas jāņem vērā, izvēloties uztvērēja mezglus un to parametrus. AF mezgla paštrokšņus var raksturot arī ar paštrokšņu koeficientu NF, kas parāda, cik daudz tiek degradēta signāla un trokšņu attiecība, ja ieejas trokšņu temperatūra ir 290K: kur NF - paštrokšņu koeficients (db). NF = 10 log ( T R ), (2.2) Praksē AF ierīču izstrādātāji un ražotāji galvenokārt izmanto paštrokšņu koeficientu, nevis trokšņu temperatūru. Arī šajā darbā atsevišķu komponenšu paštrokšņu raksturošanai tiks lietots paštrokšņu koeficients NF. 15

17 Šajā darbā NF mērījumi veikti ar spektra analizatoru Rohde & Schwarz FSH4 un trokšņu ģeneratoriem Agilent 346A un 346B (ražotāja uzdotā ENR nenoteiktība: 0.2 db), izmantojot standarta Y koeficienta metodi [27]. Visiem trokšņu jaudas mērījumiem izmantota spektra analizatora vērtību uzkrāšanas funkcija un maksimālā momentānā izšķiršanas josla 3 MHz. Aprēķiniem izmantota Rohde & Schwarz Noise figure uncertainty calculator datorprogramma, kas saskaņā ar (2.1) ļauj aprēķināt un kompensēt mērierīces paštrokšņu koeficienta ietekmi uz mērrezultātu. Izmantotas ražotāja kalibrētās trokšņu ģeneratora ENR vērtības, kas datu iegūšanai nepieciešamajām frekvencēm lineāri interpolētas AF komponenšu linearitāte un dinamiskais diapazons Izstrādājot atsevišķus mezglus, darbā pievērta uzmanība to linearitātei, tāpēc šeit īsumā paskaidroti darbā izmantotie linearitāti raksturojošie jēdzieni. Praksē aktīvo AF komponenšu linearitāte galvenokārt tiek raksturota ar diviem svarīgākajiem parametriem: P1dB pastiprinājuma 1 db kompresijas punkta jauda. Komponenšu ieejas vai izejas signāla jauda, kuru sasniedzot, pārvades koeficients (pastiprinājums vai vājinājums) ir samazinājies par 1dB [12, 232. lpp]; IP3 - trešās kārtas intermodulāciju komponentu šķērsošanas punkta jauda. Hipotētiska ieejas vai izejas signāla jauda, pie kuras trešās kārtas intermodulāciju komponenšu jauda sakrīt ar vēlamā signāla jaudu [12, 233. lpp]. P1dB un IP3 ir ne vien ļoti noderīgi parametri AF ierīču linearitātes vispārīgai salīdzināšanai, bet, zinot to vērtības, iespējams aprēķināt intermodulāciju komponenšu jaudu, kā arī ierīču dinamisko diapazonu. Šajā darbā P1dB un IP3 mērījumi tiek veikti, izmantojot signāla ģeneratoru un spektra analizatoru. Lai nomērītu P1dB, signāla jauda testa ierīces ieejā tiek palielināta līdz pastiprinājums samazinās par 1dB, tādējādi tiešā veidā iegūstot ieejas vai izejas P1dB punkta jaudu. IP3 tiek mērīts, izmantojot divu toņu testa metodi divu signāla ģeneratoru signāli ar frekvencēm f 1 un f 2 ar jaudas summatora palīdzību tiek sasummēti, iegūstot divu toņu testa signālu. Testa signāla jauda tiek palielināta, līdz iespējams nomērīt testa ierīces ģenerētās trešās kārtas intermodulāciju komponenšu jaudu frekvencēm 2f 1 f 2 un 2f 2 f 1. Zinot testa toņa signālu jaudu P t un intermodulāciju komponentes jaudu P i, iespējams aprēķināt IP3 [11, 186. lpp]: IP3 = P t (P t - P i )/2, (2.3) 16

18 kur IP3 - trešās kārtas intermodulāciju šķērsošanas punkta jauda (dbm), P t - testa toņa signāla jauda (dbm), - trešās kārtas intermodulāciju komponenes jauda (dbm). P i Izmantotās IP3 mērsistēmas blokshēma: 2.1. att. Darbā izmantotās IP3 mērsistēmas blokshēma. Lai nodrošinātu, ka intermodulāciju kropļojumus nerada pati mērījumu sistēma, signāla ģeneratori izolēti viens no otra, izmantojot Vilkinsona summatoru ar augstu ieejas portu savstarpējo izolāciju. Izolācijas koeficients un platjoslas salāgotība papildus tiek uzlabota, izmantojot vājinātājus. Zemo frekvenču filtrs nepieciešams testa signāla harmoniku filtrēšanai. Pirms testējamās ierīces IP3 vērtības mērīšanas nepieciešams pārliecināties, ka pie tās pašas testa signāla jaudas (ņemot vērā arī testējamās ierīces pastiprinājumu), testa mērsistēmas radīto intermodulāciju jauda ir daudz mazāka par testējamās ierīces radītajām. Darbā izmantoti Rohde & Schwarz SMF 100A un Agilent 4432B signāla ģeneratori un Rohde & Schwarz FSH4 spektra analizators Uztvērēja blokshēma Ņemot vērā nepieciešamību pārveidot frekvenci, izvēlēts realizēt standarta superheterodīna uztvērēja konfigurāciju. Izveidojamā uztvērēja blokshēma redzama 2.2. attēlā un tā radusies praktisku testu un optimizāciju rezultātā. Atsevišķu mezglu un to parametru vērtību izvēle ir pamatota turpmākajā nodaļā. 17

19 2.2. att. Uztveršanas sistēmas blokshēma. Uztvērēju veido divas atsevišķas daļas - priekšpastiprinātāja un lejuppārveidotāja moduļi. Realizējot priekšpastiprinātāju kā atsevišķu, kompaktu moduli, iegūta iespēja to ērti slēgt tieši apstarotāja izejā, tādējādi samazinot nepieciešamo savienotājkabeļa garumu, kura radītie signāla zudumi pretējā gadījumā būtiski palielinātu sistēmas trokšņu temperatūru. Priekšpastiprinātāja modulis sastāv no divām pastiprinātāju pakāpēm P1, P2, nozarotāja N1 un trokšņu avota. Saskaņā ar (2.1) un (2.2) P1 paštrokšņu koeficientam NF jābūt pēc iespējas mazākam un pastiprinājumam pēc iespējas lielākam. Lai nākamās pakāpes kopējo NF ietekmētu minimāli, moduļa pastiprinājums tiek vēl palielināts, izmantojot otro pastiprināšanas pakāpi P2. Virzītais nozarotājs N1 nepieciešams kalibrēšanas trokšņu signāla ievadīšanai. Moduļa izstrādes gaita aprakstīta 3.1. apakšnodaļā. Lejuppārveidotāja moduļa galvenā sastāvdaļa ir signālu jaucējs M1, kas veic frekvenču lejuppārveidošanu - derīgais starpfrekvences signāls ir ieejas radiofrekvenču (RF) un heterodīna (LO) signālu starpības komponente. Vājinātāji V1 un V2 ļauj slogot jaucēja portus ar tā raksturīgo pretestību platā frekvenču joslā, tādējādi uzlabojot linearitāti un pārveidošanas zudumu raksturlīknes vienmērību (sīkāk 3.3. apakšnodaļā). Jaucēja optimālai darbībai nepieciešamās jaudas iegūšanai heterodīna signāls tiek pastiprināts, izmantojot pastiprinātāju P7. Saskaņā ar iepriekšējā nodaļā definēto uztveramo frekvenču diapazonu no 1370 līdz 1700 MHz un 435 MHz starpfrekvenci (joslas platums 20 MHz), heterodīna ģeneratora frekvencei ir jābūt pārskaņojamai vismaz no 935 līdz 1265 MHz. 18

20 Ģenerators ir sinhronizējams ar ārēju 10 MHz atbalsta signālu. IF signāla jauda tālāk tiek pastiprināta ar P5 un P6. Zemo frekvenču filtrs F3 filtrē IF signāla summas komponenti un LO harmonikas, kas IF izejā nonāk jaucēja LO-IF izvadu ierobežotā izolācijas koeficienta dēļ - tādējādi tiek samazinātas prasības pēc augstas P5 linearitātes. Joslas filtrs F4 galvenokārt nosaka uztvērēja selektivitāti. F2 nepieciešams spoguļdiapazona filtrēšanai, kas pretējā gadījumā neatgriezeniski pārklātos ar derīgo starpfrekvences signālu (sīkāk 3.3. apakšnodaļā). Pastiprinājuma frekvenčatkarības kompensators E1 nepieciešams, lai nodrošinātu pēc iespējas konstantu pastiprinājuma koeficientu nepieciešamajā frekvenču diapazonā, kas ir būtiski, lai varētu izmantot apakšnodaļā aprakstīto spektrālo līniju reģistrācijai nepieciešamo frekvenču joslas maiņas metodi. P3 un P4 ir vispārējas nozīmes RF pastiprinātāji, kas nepieciešami kopējā trakta pastiprinājuma palielināšanai un NF samazināšanai, jo pasīvo mezglu E1, F2, V1, M1, V2 un F3 kopējie zudumi ir salīdzinoši lieli. Joslas filtrs F1 arī ļauj papildus filtrēt spoguļdiapazonu, kā arī bloķē iespēju spēcīgiem ārpusjoslas signāliem nonākt P3 un P4 ieejās, kas varētu notikt salīdzinoši lielā P1 un P2 kopējā platjoslas pastiprinājuma dēļ, tādējādi potenciāli ģenerējot nevēlamas intermodulāciju komponentes vai pat sasniedzot pastiprinājuma 1 db kompresijas punkta jaudas. Heterodīna ģenerators tiek vadīts, izmantojot mikrokontrolieri, kas nodrošina arī trokšņu ģeneratora barošanas sprieguma ieslēgšanu. Saskaņā ar nepieciešamo attālinātās vadības funkcionalitāti, realizēta tīkla saskarne, izmantojot atsevišķu Ethernet vadības moduli Uztveršanas trakta kaskādes simulācija Zinot katras 2.2. att. blokshēmas komponentes parametru aptuvenās vērtības, veikta uztveršanas trakta simulācija, izmantojot AWR iekļauto RF sistēmas simulācijas rīku, kas ļauj novērtēt trakta kopējo paštrokšņu koeficientu, pastiprinājumu, linearitāti, dinamisko diapazonu un vajadzības gadījumā veikt minēto parametru optimizāciju. Simulācijā izmantoto modeļu parametri izvēlēti atbilstoši 3. nodaļā detalizēti izklāstīto komponenšu datiem redzami 2.1. tabulā. 19

21 2.1. tabula Trakta simulācijā izmantotie parametri Komp. nr. P12 K1 F1 P3 P4 E1 F2 V1 M1 V2 F3 V3 P5 V4 F4 V5 P6 V6 G, db OIP3, dbm OP1dB, dbm NF, db Komponentes numurētas saskaņā ar 2.2. blokshēmu. Priekšpastiprinātāja modulis modelēts ar komponenti P12, un papildus vājinātāji V3, V4, V5 kontrolē IF signāla jaudu un uzlabo komponenšu savstarpējo salāgotību (skat apakšnodaļu). K1 modelē savienotājkabeļa zudumus. Galvenie simulācijas rezultāti: (a) (b) 20

22 (c) (d) 2.3. att. Atsevišķu komponenšu kumulatīvā ietekme uz kopējā trakta svarīgāko parametru vērtībām. (a) NF un trokšņu temperatūra T R, (b) jaudas pastiprinājums, (c) izejas IP3 un P1dB, (d) katra mezgla izejas signāla jauda P iz pie trakta ieejas jaudas -70 dbm salīdzinājumā ar trakta kumulatīvo P1dB attēla (a) grafikā redzams, ka, salīdzinot ar pirmās pakāpes (priekšpastiprinātāja modulis) NF = 0.6 db, kopējā trakta NF ir tikai par db ( 3 K) sliktāks, tātad var uzskatīt, ka pirmā pakāpe nosaka visa trakta paštrokšņu koeficientu. Tika modelēts arī reģistrējošās ierīces NF un izrādījās, ka pat tās NF = 40 db kopējo rezultātu pasliktina tikai par 0.1 db. Tas nozīmē, ka starpfrekvences signāla jaudu nepieciešamības gadījumā var pieskaņot, izmantojot vājinātājus, tādējādi minimāli ietekmējot sistēmas trokšņu temperatūru. (b) grafikā redzams, ka rezultējošais pastiprinājums ir 55 db un (c) grafikā redzams, ka trakta rezultējošais izejas IP3 un P1dB nav daudz mazāks par pēdējās pastiprinātāja pakāpes (P6) IP3 un P1dB. Tā kā uztvērēju plānots izmantot GNSS satelītsignālu uztveršanai, (d) grafikā aptuveni novērtēta katras 21

23 komponentes izejas signāla jauda, piemēram, ar RT-32 uztverot GPS 1575 MHz L1 signālu. Pieņemts, ka izotropiski uztvertā L1 signāla jauda ir -158 dbw, jeb -128 dbm [10, 133. lpp]. Pieņemot, ka RT-32 antenas pastiprinājums pie λ = 18 cm ir 52 db (apertūras efektivitāte pieņemta 0.6), uztvērēja ieejā signāla jauda var sasniegt -76 dbm. Rezerves iegūšanai pieņemot ieejas signāla jaudu -70 dbm, redzams, ka starpfrekvences signāla jauda nepārsniedz -13 dbm, un starpība starp P1dB un ikkatras komponentes izejas jaudu nav mazāka par 30 db. Mazākā starpība P IZ - P1dB ir pēdējai pastiprinātājpakāpei, tātad šī pakāpe lielu ieejas signāla jaudu gadījumā piesātināsies pirmā. Veikts arī sagaidāmā dinamiskā diapazona novērtējums: 2.4. att. Trakta kumulatīvais dinamiskais diapazons SFDR un signāla-trokšņa attiecība SNR pie efektīvās trokšņu joslas B = 20 MHz. Antenas trokšņu temperatūra pieņemta 290 K, kas ir sliktākais scenārijs. Uztvertā signāla jauda: -70 dbm. Redzams, ka pat pie efektīvā joslas platuma 20 MHz (uztvērēja IF joslas platums ir 20 MHz), SFDR ir apmēram 52 db, kas var būt noderīgi, veicot arī nepārtraukta spektra kontroles novērojumus, piemēram, sistēmas veiktspējas novērtēšanai izmantojot Saules trokšņus. SNR ar lielu rezervi iekļaujas uztvērēja dinamiskajā diapazonā, ar RT-32 mēģinot uztvert iepriekš minēto GPS L1 signālu. Protams, samazinot B, pie tās pašas signāla jaudas SNR un SFDR attiecīgi pieaugs. Nepieciešamības gadījumā SFDR var vēl palielināt, samazinot P3 un P4 pastiprinājumu (piemēram, izmantojot vājinātāju), tomēr tas netika darīts, jo tādā gadījumā nākamo pakāpju ietekme uz kopējo paštrokšņu koeficentu būtiski pieaug. Jāpiemin, ka, lai arī vispārīgā gadījumā liels uztvērēja dinamiskais diapazons nav būtisks spektrālo līniju novērojumos, praksē tomēr ir jārēķinās ar iespējamiem spēcīgu 22

24 ārpusjoslas signālu radītajiem intermodulāciju kropļojumiem, kuru frekvence var sakrist ar novērojamo avotu starojuma frekvenci. Piemēram, spēcīgu 1575 un 1730 MHz signālu 3. kārtas intermodulāciju komponente sakrīt ar H līnijas 1420 MHz frekvenci. 23

25 3. UZTVĒRĒJA MEZGLU IZSTRĀDE Uztvērēja prototipu izvēlēts veidot modulāru, tādējādi iespējams izstrādāt katru moduli atsevišķi, un, testējot kopējo sistēmu, mezglus iespējams nomainīt un/vai mainīt to izvietojumu optimālās veiktspējas iegūšanai. Šajā nodaļā aprakstīta katra 2. nodaļā definētā uztvērēja mezgla izstrāde. Izvēlētas komponentes jaucējam, frekvenču sintezatoram, pastiprinātājiem un filtriem, kā arī izstrādātas to principiālās shēmas. Pastiprinātāju un filtru izstrāde veikta, izmantojot NI AWR Microwave Office (turpmāk tekstā AWR) un Ansoft Designer SV modelēšanas rīkus, izgatavoti prototipi un veikti raksturīgāko parametru vērtību mērījumi. Atsevišķu moduļu pārvades un atstarojumu koeficientu mērījumi veikti, izmantojot Rohde & Schwarz ZVK vektoru ķēžu analizatoru. Ķēžu analizatora mērsistēmas pilnā kalibrācija veikta netika - veikta tikai S21 amplitūdas normalizācija Priekšpastiprinātāja modulis Priekšpastiprinātājs saskaņā ar (2.1) galvenokārt nosaka visa uztveršanas trakta trokšņu temperatūru, tāpēc šī moduļa paštrokšņu koeficientam NF jābūt pēc iespējas zemākam un pastiprinājumam pietiekami lielam, lai nākamo pakāpju trokšņi kopējo NF ietekmētu minimāli attēlā redzama priekšpastiprinātāja moduļa blokshēma, kas īsumā jau aprakstīta 2.2. apakšnodaļā att. Priekšpastiprinātāja moduļa blokshēma. Katrs bloks N1, P1 un P2 izstrādāts atsevišķi un aprakstīts turpmākajās apakšnodaļās. Trokšņu avots šajā darbā netiek izstrādāts, jo ir paredzēts izmantot gatavu, komerciālu ierīci, piemēram, Agilent 346B. 24

26 Maztrokšņojošā pakāpe ar MGF4919G lauktranzistoru P1 pakāpi izvēlēts izstrādāt, izmantojot Mitsubishi MGF4919G gallija arsenīda (GaAs) HEMT (High Electron Mobility Transistor) lauktranzistoru (datu lapas fragments 4. pielikumā), jo, izpētot vairākas publicētās maztrokšņojošo priekšpastiprinātāju konstrukcijas, secināts, ka šī ierīce ir īpaši piemērota maza paštrokšņu koeficienta iegūšanai L diapazonā. Kā piemērus var minēt Sam Jewell G4DDK [23] un Sergei Zhutyaev RW3BP [24] risinājumus, kuros, izmantojot MGF4919G, šaurā joslā sasniegti paštrokšņu koeficienti pat mazāki par 0.3 db (21 K). Pastiprinātājs izstrādāts uz vienas spiestās plates ar N1 un P2, izmantojot mikroviļņu diapazonam paredzētu spiesto plašu materiālu, kas ļauj samazināt zudumus ieejā, kuri rodas salīdzinoši garās virzītā nozarotāja planārās līnijas dēļ (apraksts apakšnodaļā). Izmantots 0.79 mm biezs Rogers Duroid 5870 teflona mikroviļņu diapazona materiāls (dielektriskā konstante ε r = 2.33, datu lapu skat. 7. pielikumā). Pastiprinātājs optimizēts definētajam frekvenču diapazonam ( MHz) un pastiprinājuma raksturlīkne papildus noskaņota pirmās kārtas spoguļdiapazona signālu vājināšanai MHz joslā. Simulācijās tiek izmantots tranzistora lineārais (maza signāla) modelis S parametru formā [14, 110. lpp], kurus Mitsubishi ir uzdevis pie noteiktām noteces sprieguma un strāvas vērtībām, attiecīgi Ud = 2 V un Id = 10 ma. Darbā izmantotie MGF4919G S parametri apskatāmi 8. pielikumā. Diemžēl ražotājs nav uzdevis trokšņu parametrus zemākām frekvencēm par 4 GHz, tāpēc nepieciešamās parametru vērtības ekstrapolētas. AWR vidē veikta MGF4919G S parametru un stabilitātes pirmā tuvinājuma simulācija. Simulācijas shēma un rezultāti redzami 3.2. un 3.3. attēlos. Simulācijā analizētas S parametru amplitūdas logaritmiskajā formā att. Tranzistora MGF4919G S parametru pirmā tuvinājuma simulācijas shēma AWR vidē. Tranzistors slēgts kopizteces slēgumā. 25

27 3.3. att. Tranzistora MGF4919G S parametru un stabilitātes koeficienta vērtību simulāciju sākotnējie rezultāti. Redzams, ka atstarojumu vājinājums S11 un S21 ir ļoti mazs un stabilitātes koeficients K < 1, kas nozīmē, ka pastiprinātājs, atkarībā no avota un slodzes pretestībām, ir potenciāli nestabils [14, 142.lpp]. Pirms tiek izstrādātas salāgošanas ķēdes, pastiprinātāja darbības režīms ir jāstabilizē. AF pastiprinātāju var stabilizēt, slogojot tā portus ar rezistīvu slodzi vai izmantojot negatīvu atgriezenisko saiti [15, 228. lpp]. Visos gadījumos pastāv kompromiss starp stabilitāti, pastiprinājumu un NF. Izmantojot tikai vienu no metodēm, optimālu kompromisu nebija iespējams iegūt, tāpēc prototipā tiek realizētas abas minētās metodes izmantots rezistors virknē ar izejas portu un negatīvā atgriezeniskā saite. Atgriezeniskā saite realizēta, izteču izvados slēdzot maza nomināla induktivitātes, kuru aktīvie zudumi ir parasti ir salīdzinoši mazi, tādējādi tiek samazināta ietekmi arī uz NF. Papildus ieguvums, izmantojot šo metodi, ir optimālajam NF salāgojamās pretestības pietuvināšana vērtībai, kas jāpieskaņo maksimālā pastiprinājuma, tātad arī salāgotības, iegūšanai [16]. Tādējādi salāgojamā pretestība parasti ir kompromiss starp iegūstamo pastiprinājumu un NF. Savukārt pārāk liela izteces induktivitāte būtiski samazina maksimālo iegūstamo pastiprinājumu, kā arī var izraisīt nestabilitāti ārpusjoslas mikroviļņu diapazona frekvencēs. Induktivitāte realizēta, izmantojot planārās līnijas ar augstu raksturīgo pretestību. Līniju garums, platums un virknē slēgtā rezistora nomināls pieskaņots, AWR vidē izvēloties kompromisu starp stabilitāti un pastiprinājumu (3.4. att.): 26

28 3.4. att. Pastiprinātājs stabilizēts, izmantojot virknes rezistoru noteces ķēdē un izteces ķēdes induktivitāti. Redzams, ka vēlamajā diapazonā K > 1, tātad pastiprinātājs ir stabils neatkarīgi no avota un slodzes pretestības. Lai arī pie zemām frekvencēm K < 1, stabilitāte tika uzlabota, nodrošinot pie augstām frekvencēm izolētu rezistīvu avota un slodzes pretestību (R3 un R att. shēmā). Ieejas un izejas salāgošanas ķēdes aprēķinātas, izmantojot konstanta pastiprinājuma riņķu [15, 228. lpp] grafisko izstrādes procedūru. Konstanta pastiprinājuma riņķi tiek grafiski attēloti uz Smita diagrammas un reprezentē visas iespējamās pretestības, ar kurām slogojot nesalāgotu pastiprinātāju, tiks iegūts attiecīgais pastiprinājums. Tā kā šīs pretestības parasti atšķiras no sistēmā pieņemtās 50 Ω vērtības, to nepieciešams transformēt, izmantojot salāgošanas ķēdes. Līdzīgā veidā var reprezentēt arī iegūstamo NF, taču jāpiemin, ka parasti minimālā NF un maksimālā pastiprinājuma riņķi nesakrīt, tātad pastāv kompromiss. Trokšņu parametri NF riņķu aprēķināšanai vēlamajām frekvenču diapazonam tranzistoram MGF4919G nebija pieejami, tāpēc dati tika iegūti ekstrapolēšanas rezultātā. Salāgošanas ķēdes tika izstrādātas 1530 MHz frekvencei, kas atrodas vēlamā diapazona centrā. Grafiskā izstrāde veikta, izmantojot Ansoft Designer SV Smith Tool rīku. Piemēra pēc 3.5. attēlā kreisajā grafikā redzami uz Smita diagrammas attēloti četri pastiprinājuma un NF riņķi. Riņķi attēloti avota pretestību plaknē, tātad reprezentē pretestības, uz kādām jātransformē 50 Ω avota pretestību. Salāgojot pretestību, tiek iegūts pastiprinājums un NF, ko nosaka attiecīgo riņķu pieskares punkts. Izvēlēti riņķi, kuru pieskares punkts atrodas starp G max un NF min, tādējādi iegūstot kompromisu starp NF un salāgotību (maksimālā salāgotība tiek iegūta, salāgojot tikai G max punkta pretestību). 27

29 G riņķi NF riņķi Pieskares punkts 3.5. att. Daži MGF4919G konstanta pastiprinājuma (G max = 19.5 db, solis 0.5 db) un NF (NF min = 0.2 db, solis 0.02 db) riņķi 1530 MHz frekvencei. Diagrammā pa labi redzami izvēlētie riņķi (G = 18.7 db, NF = 0.25 db). Salāgošana veikta, grafiski attēlojot virknes un paralēlo salāgošanas elementu kompleksās pretestības uz Smita diagrammas, veidojot trajektoriju no diagrammas centra (Z = 1 + 0*j, kas ir normalizēta 50 Ω pretestība) uz mērķa pretestības punktu. Pastāv daudzi salāgošanas ķēžu slēgumi, kas būtu izmantojami šajā gadījumā [14, 63. lpp], tomēr izvēlēts slēgums, kas ļauj ērti pievadīt barošanas spriegumus un nodrošināt strāvu tranzistora aizvaram un notecei, kā arī samazina pastiprinājumu pie zemām frekvencēm. Izvēlētā ieejas salāgošanas ķēde un attiecīgā trajektorija redzama 3.6. attēlā: L2 C1 L att. Ieejas salāgošanas ķēdes izstrādes metodika. Nomināli aprēķināti, zinot grafiski iegūtās reaktīvās pretestības un frekvenci. 28

30 Līdz šim uz Smita diagrammas attēlotie riņķi reprezentēja avota pretestības, ar kādām jāslogo tranzistors, lai iegūtu nepieciešamo G un NF. Izejas salāgošanas ķēdes izstrādei nepieciešami ekvivalenti riņķi, kas attēlo vēlamās slodzes pretestības. Zinot vēlamo slodzes pretestību un to, ka šī pretestība ir kompleksi saistīta ar pastiprinātāja izejas pretestību, uz diagrammas var attēlot punktu, kuram atbilstošā pretestība jātransformē uz 50 Ω. Smith Tool automātiski ļauj aprēķināt dotajam avota pretestības punktam atbilstošu slodzes pretestību un tās kompleksi saistīto vērtību. Lai iegūtu lielāku atkārtojamību un mehāniski ērtāk realizējamu konstrukciju, izejas salāgošanas ķēdes izstrādē izmantotas īsas pārvades līnijas ar augstu raksturīgo pretestību. Līniju fiziskie izmēri aprēķināti, zinot nepieciešamās raksturīgās pretestības, to elektriskos garumus un plates materiāla parametrus: C2 TL2 TL att. Izejas salāgošanas ķēdes izstrādes metodika. Var ievērot, ka šajā gadījumā trajektorijas sākumpunkts ir kompleksi saistītā vēlamā slodzes pretestība. Tagad 3.4. attēlā parādīto shēmu var papildināt ar salāgošanas ķēdēm un atkārtoti veikt S parametru simulāciju: 3.8. att. Pastiprinātāja simulācijas shēma ar iekļautām salāgošanas ķēdēm. 29

31 3.9. att. Salāgota pastiprinātāja (simulācijas shēmu skat att.) pastiprinājuma frekvenčatkarības simulācijas rezultāti. Salīdzinot ar pirmā tuvinājuma simulācijas rezultātiem (3.3. att.), salāgotam pastiprinātājam ir ievērojami lielāks pastiprinājums un ieejas/izejas atstarojumu vājinājumi S11/S22. Pastiprinājuma vērtība pie 1530 MHz frekvences, kurai salāgošanas ķēdes tika izstrādātas, sakrīt ar paredzēto. S11 un S22 minimums ir pie nedaudz zemākas frekvences, jo, kā iepriekš minēts, izvēlēts kompromiss starp maksimālo pastiprinājumu un minimālo NF. L1, L2 un TL1, TL2 (3.8. att.) tiek izmantoti arī barošanas sprieguma pievadīšanai aizvaram un notecei, tāpēc L1 un TL2 tiek sazemēti tikai signāla frekvenču apgabalā, izmantojot kondensatorus. Zemējuma kondensators kopā ar L1 un TL2 formē paralēli slēgtus virknes rezonanses, jeb režekcijas kontūrus, tādējādi ļaujot samazināt pastiprinājumu zemajām frekvencēm, kur atrodas arī pirmās kārtas spoguļdiapazons. Neskaitot minēto zemējuma kondensatoru pievienošanu, simulācijas shēma 3.8. attēlā papildināta ar SMD elementus savienojošiem planārajiem elementiem un zemējuma savienojumu urbumiem atbilstoši izvēlētā Rogers Duroid 5870 materiāla parametriem. Ideālie pasīvo elementu modeļi papildināti ar precīzākiem modeļiem, izmantojot ražotāja dotos parametrus, tai skaitā labumu Q un rezonanses frekvenci. Prototipā izmantoti Murata LQW18A sērijas spoles un Johanson S-Series keramiskie kondensatori 0603 SMD korpusos. Kondensatori modelēti, izmantojot Johanson publicētos S parametrus. Spole L2 aizstāta ar divu vijumu bezkarkasa spoli, kas nepieciešamības gadījumā ļauj tās garumu pieskaņot, rezultātā panākot ieejas ķēdes aktīvo zudumu samazinājumu. Pievienoti arī 30

32 papildus elementi tranzistora barošanas ķēdēs, kuru nozīme tiek izklāstīta šīs apakšnodaļas beigās. Pilnā simulācijas shēma aplūkojama 9. pielikumā un sīkāk analizēta netiks. Papildinātās shēmas simulācijas rezultāti redzami attēlā. Izgatavotā pakāpes prototipa S parametru mērījumu rezultāti redzami 11a pielikumā att. Tranzistora MGF4919G pastiprinātāja pilnās simulācijas shēmas simulācijas rezultāti. Rezultāti daudz neatšķiras no tiem, kas ilustrēti 3.9. attēlā. Papildus zudumu dēļ, pastiprinājums ir par 1 db mazāks, bet vājinājums, dēļ izveidotajiem režekcijas kontūriem, MHz frekvenču diapazonā ir ievērojami lielāks attēlā redzama daudz uzskatāmāka priekšpastiprinātāja principiālā shēma att. Priekšpastiprinātāja moduļa maztrokšņojošās ieejas pakāpes principiālā shēma. 31

33 Shēmā pievienotie papildus rezistori R3 un R2 uzlabo stabilitāti, nodrošinot rezistīvu avota un slodzes pretestību zemajās frekvencēs [25], jo C6 un C4 reaktīvā pretestība ir kļuvusi ļoti liela. L3, augstajās frekvencēs izolējot R3, samazina NF un palielina C6/L2 režekcijas kontūra labumu. C7, C8, C9, C5 un C3 nodrošina mazu zemējuma pretestību zemajām frekvencēm un kalpo kā barošanas sprieguma trokšņu filtri. Nepieciešamie aizvara un noteces barošanas spriegumi Ug un Ud tiek nodrošināti ar atsevišķas barošanas bloka shēmas palīdzību, kas aprakstīta apakšnodaļā. Priekšpastiprinātāja moduļa spiestā plate un mērījumu rezultāti arī aplūkojami apakšnodaļā Otrā pakāpe ar mikroshēmu PGA-103 Otrā pakāpe nepieciešama pastiprinājuma palielināšanai, lai samazinātu nākamo pakāpju paštrokšņu ietekmi uz kopējo NF. Signāli šis pakāpes ieejā jau ir pastiprināti ar salīdzinoši platjoslīgo P1 (3.1. att.), tāpēc šajā gadījumā liela nozīme ir pakāpes linearitātei. Pakāpes realizācijai izmantota MiniCircuits PGA-103+ MMIC (angl. Monolithic microwave integrated circuit) pastiprinātāja mikroshēma, kas izceļas ar IP3 lielāku par +40 dbm, bet tajā pašā laikā NF ir mazāks par 0.9 db (datu lapas fragmentu skat. 5. pielikumā). Pastiprinātājs ir iekšēji salāgots, tomēr, izmantojot ražotāja dotos S parametrus, tas papildus optimizēts lietošanai L diapazonā, kā arī samazināts tā pastiprinājums zemajām frekvencēm. Izmantotā izstrādes procedūra ir līdzīga kā P1 izstrādes gadījumā, kas tika aprakstīta apakšnodaļā. Pastiprinātāja atstarojumu vājinājums optimizēts, izmantojot L veida augstfrekvenču filtra tipa salāgošanas ķēdes [14, 63. lpp], kā arī samazināts pastiprinājums joslai zem 1 GHz, kurā atrodas spoguļdiapazons rezultātā iegūti par 8 līdz 10 db lielāki S11 un S22, nekā tas būtu, izmantojot neoptimizētu ierīci. Stabilitātes uzlabošanai zemo frekvenču apgabalā izmantota arī Minicircuits rekomendētā ieejas RLC ķēde. [26]. Arī šajā gadījumā veikta plates planāro elementu modeļu pilna simulācija, izmantojot AWR. Simulācijas shēma apskatāma 10. pielikumā, bet principiāla shēma attēlā. Izgatavotā pakāpes prototipa S parametru mērījumu rezultāti redzami 11b. pielikumā. Priekšpastiprinātāja moduļa spiestā plate un mērījumu rezultāti aplūkojami apakšnodaļā. AWR simulācijas rezultāti: 32

34 3.12. att. L diapazonam optimizēta PGA-103 pastiprinātāja simulācijas rezultāti att. PGA-103 L diapazona pastiprinātāja principiālā shēma Virzītais nozarotājs Kalibrēšanas trokšņu signāla ievadīšanas nozarotājs realizēts klasisku elektromagnētiski saistītu λ 4 planāro līniju veidā [11, 101. lpp], kas ļauj to izvietot uz kopējas plates ar pastiprinātājiem. Galvenie nozarotāja parametri ir tā nozarošanas koeficients K c, virzības koeficients D, galvenās līnijas zudumi un portu salāgotība. K c nosaka to, cik liels pie dotā trokšņu avota signāla jaudas būs trokšņu temperatūras pieaugums, avotu ieslēdzot. Lai kalibrēšanas operācijas gaitā samazinātu kļūdas, kuras var 33

35 rasties skaitlisko nestabilitātšu dēļ un tajā pašā laikā panāktu, lai vidējā sistēmas temperatūra nebūtu pārāk augsta, [7, 22. lpp] autori rekomendē T cal /T sys 20%, pieņemot, ka T sys 70 K, T cal 14 K. Šajā darbā K c izvēlēts apmēram 20 db (100x), kas, izmantojot standarta trokšņu diodes (piemēram Agilent 346A un 346B) ar ENR (Excess Noise Ratio pievienoto trokšņu attiecība [11, 200. lpp][27]) 5 db (T on = 1249 K) un 15 db (T on = 9787 K), ļauj iegūt trokšņu pieaugumu T cal attiecīgi 13 K un 98 K. Praksē pieaugumu var viegli pieskaņot, izmantojot vājināju trokšņu avota izejā. Pielietojot 1.2. apakšnodaļā pieminētās T cal kalibrēšanas metodes, iespējams samazināt trokšņu avota ENR, vājinātāja un K c radītās nenoteiktības. Virzības koeficients šajā gadījumā nosaka to, cik daudz K c mainīsies atkarībā no nozarotāja portu slodzes pretestībām [5], kas parasti ir nemainīgas, tātad ietekme ir vērā neņemama. Protams, piemēram, nomainot apstarotāju, T cal obligāti jāpārkalibrē. Nozarotājs izstrādāts AWR vidē, izmantojot pieejamo saistīto planāro līniju modeli. Planāro līniju fiziskie izmēri aprēķināti 50 Ω raksturīgās pretestības, tātad labas salāgotības iegūšanai. Nozarotās līnijas viens ports slogots ar 50 Ω SMD rezistoru. Atstarpe starp līnijām pieskaņota, līdz iegūts vēlamais nozarošanas koeficients att. Nozarotāja AWR simulācijas shēma un planāro elementu izkārtojums. Izmantots 0.79 mm biezs Rogers Duroid 5870 plates materiāls. Nozarotāja fiziskā modeļa planārajai struktūrai tika veikta arī elektromagnētisko mijiedarbību simulācija, izmantojot AWR iebūvēto elektromagnētisko simulatoru EMSight. Simulācijas rezultāti redzami attēlā. 34

36 3.15. att. Nozarotāja AWR elektromagnētiskās simulācijas rezultāti. S23 - nozarošanas koeficients K c, S21 un S11 attiecīgi galvenās līnijas zudumi un salāgotība, S33 - nozarotā porta salāgotība. Iegūtais nozarošanas koeficients (S23) ir vienmērīgs visā nepieciešamajā frekvenču diapazonā un vērtība 21 db ļauj iegūt T cal 8 K un 62 K pie attiecīgi 5 db un 15 db ENR trokšņu avotiem. Galvenās līnijas teorētiskie zudumi S db palielina uztvērēja trokšņu temperatūru par 7 K, kas nedzesējamai ierīcei ir pietiekami labs rezultāts. Iegūtā portu salāgotība S11/S33 nepieciešamajā frekvenču diapazonā arī ir labāka par 25 db. Nozarotāja prototipa nozarošanas koeficienta mērījumu rezultāti redzami attēlā un uztvērēja kalibrēšanas funkcionalitātes tests aprakstīts 4.5. apakšnodaļā. 35

37 Priekšpastiprinātāja barošanas bloks Pastiprinātāja elektrobarošanas plate izgatavota atsevišķi, kas ļauj ērtāk eksperimentēt ar atšķirīgiem AF daļas prototipiem att. Priekšpastiprinātāja moduļa barošanas plates principiālā shēma. +5V barošanas spriegums iegūts, izmantojot LT1117 lineāro stabilizatoru, bet MGF4919G nepieciešamais negatīvais aizvara spriegums iegūts ar TCM829 sprieguma invertoru. MGF4919G darba punkts stabilizēts, izmantojot t. s. aktīvo darba punkta iestatīšanas ķēdi [15, 283. lpp], kuras pamatā ir strāvas avots, ko formē Q2 un sprieguma dalītājs R1, R3 un R5. Sprieguma dalītājs iestata sprieguma kritumu uz R2. Šis spriegums tiek stabilizēts, tātad, pieņemot, ka barošanas spriegums un R2 nomināls saglabājas konstants, tiek stabilizēts noteces spriegums un strāva. Q2 bāzes-emitera sprieguma temperatūras atkarība kompensēta, izmantojot pretēji slēgtu Q1 p-n pāreju. R6 palīdz salāgot Q1 un Q2 bāzes strāvas, kas uzlabo minētās temperatūras kompensēšanas metodes darbību. Aprēķinot sprieguma dalītāja rezistoru un R2 nominālus, jāņem vērā arī tranzistora AF režīmu stabilizējošie rezistori (R1 un R attēlā). Izstrādātā barošanas bloka spiestā plate redzama 18. pielikumā. Plate atkārtoti izmantojama, prototipējot iebūvēta kanāla HEMT lauktranzistoru (D-HEMT) AF pastiprinātājus. 36

38 Prototipa izgatavošana un mērījumu rezultāti Pirms moduļa prototipa izgatavošanas pakāpes P1, P2 un N1 tika apvienotas un veikta trakta pilnā simulācija AWR. Nozarotāja izejas ports slogots ar 50 Ω rezistoru: att. Apvienoto pakāpju simulācijas shēma un rezultāti. P1, P2 un nozarotājs izvietoti uz kopējas plates un izgatavots moduļa prototips: att. L diapazona priekšpastiprinātāja moduļa plate un izgatavotais prototips. Moduļa pilnā principiālā shēma un spiestā plate redzama 17. pielikumā. 37

39 Moduļa pārvades, izolācijas un atstarojumu koeficienti izmērīti, izmantojot Rohde & Schwarz ZVK vektoru ķēžu analizatoru: att. Priekšpastiprinātāja moduļa S parametru amplitūdu frekvenčatkarības mērījumi. Ieejas salāgotība un pastiprinājums optimizēts, pieskaņojot L1 (3.11. att.). MGF4919G iztecē slēgto līniju garumi, mainot to sazemējuma punktu, pieskaņoti, līdz iegūts labākais kompromiss starp stabilitāti un atstarojumu vājinājumu. Veicot prototipa skaņošanu, secināts, ka stabilitātes iegūšanai noteces ķēžu tuvumā nepieciešams novietot mikroviļņus absorbējošu materiālu (izmantots WX-A020-6P-6 materiāls). Lai arī simulācijas nestabilitāti neuzrādīja, iespējams, ka to izraisa elementu savstarpējā mijiedarbība, kas modelēta netika. Netika modelēta arī iespējamās nominālu vērtību izkliedes ietekme. Lai minimizētu korpusa dobumrezonatora efektu, metāla vākam pielīmēts MAF-10A-6X20 materiāls un to darot, secināts, ka jāievēro distance starp materiālu un L1 spoli, pretējā gadījumā nomērītais NF bija par 0.1 db lielāks att. redzamās nomērītās S21/S12 raksturlīknes atbilst att. simulācijas rezultātiem. Lai arī S11/S22 forma atšķiras, iegūtais atstarojumu vājinājums nepieciešamajā frekvenču 38

40 NF, db diapazonā ir lielāks par 12 db. Identiski simulācijās iegūtajam, S21 līknei ir negatīvs slīpums apmēram 11.5 db/ghz, kas kompensēts, izmantojot pastiprinājuma frekvenčatkarības kompensatoru (apraksts 3.6. apakšnodaļā). Veikti NF un G mērījumi, izmantojot apakšnodaļā pieminēto Y koeficienta metodi. Salīdzināšanai mērījumi veikti, izmantojot divus dažādus trokšņu ģeneratorus: f, GHz 346A 346B Trokšņu NF vid., db NF, db G, db NF, db G, db temp., K 1,3 0,78 33,31 0,78 33,26 0,78 57,1 1,4 0,65 31,59 0,58 31,67 0,62 44,1 1,5 0,52 30,08 0,58 30,56 0,55 39,2 1,6 0,53 29,74 0,59 29,46 0,56 39,9 1,7 0,54 28,74 0,59 28,76 0,57 40,3 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 Agilent 346A Agilent 346B 0,3 1,3 1,4 1,5 1,6 1,7 f, GHz att. Priekšpastiprinātāja moduļa paštrokšņu koeficienta un pastiprinājuma frekvenčatkarības mērījumi, izmantojot Agilent 346A un 346B trokšņu avotus. Mērījuma nenoteiktība: 0.25 db ( T +/- 20 K, ja NF 0.6 db). Lai arī mērījumu precizitāti būtiski ietekmē trokšņu avota, kā arī salāgotības radītā nenoteiktība, redzams, ka, izmantojot atšķirīga ENR trokšņu avotus, rezultāti nenoteiktības robežās saskan. Rezultāts (NF db) ir sliktāks, nekā tika sagaidīts, kam par iemeslu varētu būt zudumi ieejas nozarotāja līnijā, kā arī tas, ka, ekstrapolējot MGF4919G trokšņu parametrus, pastiprinātāja ķēdes netika precīzi optimizētas zemākās NF vērtības iegūšanai. Tomēr iegūtais NF vienalga uzskatāms par salīdzinoši ļoti labu rezultātu! Iegūtais kalibrēšanas nozarotāja nozarošanas koeficients K c nomērīts, izmantojot signāla ģeneratoru un spektra analizatoru. Sākumā nomērīta priekšpastiprinātāja un nozarotāja pieslēgvietas ieejas jauda, kad ļauj iegūt vienu un to pašu izejas jaudu (neizmantotā pieslēgvieta slogota ar 50 Ω slodzes ekvivalentu). K c aprēķināts kā šo abu ieejas jaudu starpība (logaritmiskajā formā): 39

41 Kc, db f, MHz att. Priekšpastiprinātāja moduļa kalibrēšanas nozarotāja nozarošanas koeficienta K c frekvenčatkarības mērījumu rezultāti Platjoslas RF pastiprinātāji Pastiprinātāji P3, P4 un P5 (blokshēma 3.1. att.) nepieciešami pārveidošanas zudumu, kā arī filtru un vājinātāju radīto zudumu kompensēšanai. Tā kā būtiska ir šo pakāpju linearitāte un pastiprinājuma stabilitāte, izvēlēti Avago MGA platjoslas MMIC pastiprinātāji, jo šīm ierīcēm ir vienmērīgs pastiprinājums (+/ db) visā frekvenču joslā, kā arī OIP3 > +35 dbm (datu lapu skat. 6. pielikumā). Izmantota ražotāja rekomendētā pieslēguma shēma (3.22. att.), neveicot parametru vērtību papildus optimizēšanu. Pastiprinātāju AWR simulācijas shēma redzama 12. pielikumā, S parametru simulācijas rezultāti 13a. pielikumā, un prototipa veiktspējas mērījumi 13b. pielikumā att. MGA platjoslas pastiprinātāja principiālā shēma. Spiestā plate redzama 19. pielikumā. 40

42 3.3. Signālu jaucējs Tāpat kā jebkurā superheterodīna uztveršanas sistēmā, arī šajā darbā frekvenču pārveidošanai nepieciešams jaucējs. Kā redzams 2.2. blokshēmā, lielā četru pastiprinātājpakāpju pastiprinājuma dēļ RF signāla jauda jaucēja ieejā var būt liela, it īpaši uztverot GNSS satelītu signālus, tāpēc būtisks jaucēja parametrs ir tā linearitāte. Ņemot vērā šo prasību, nolemts darbā izmantot MiniCircuits pasīvo balansēto diožu jaucēju SYM- 30DHW (datu lapa 1. pielikumā). SYM-30DHW izceļas ar lielu IP3 (+29 dbm) un P1dB (+14 dbm). Tam arī portu salāgotība un savstarpējā izolācija ir lielāka par 40 db. Vērā ņemams trūkums, kas tomēr ir raksturīgs izvēlētā tipa jaucējiem, ir nepieciešamība pēc salīdzinoši lielas LO signāla jaudas (SYM-30DHW rekomendētā LO jauda ir +17 dbm), tāpēc darbā izveidotā sintezatora signāla (skat apakšnodaļā) pastiprināšanai tiek izmantots 15 db pastiprinātājs. Ideālā gadījumā jaucēja izejā veidojas signāls ar tikai ieejas RF signāla un LO signāla frekvenču summu un starpību, tomēr realitātē starpfrekvences signālu var veidot jebkura LO un RF harmoniku aritmētiska kombinācija [11, 26. lpp]: f IF = mf RF nf LO, (3.1) kur f IF, f LO, f RF m, n - attiecīgi starpfrekvence, heterodīna frekvence un radiofrekvence, - attiecīgi radiofrekvences un heterodīna veselu skaitļu reizinājums, jeb harmonikas. Ražotājs izvēlētajam jaucējam saskaņā ar (3.1) ir publicējis t. s. harmoniku tabulas (skat. 2. pielikumā) pie divām dažādām f RF jaudām, kas palīdz novērtēt problemātiskās f LO un f RF harmoniku kombinācijas. Redzams, ka relatīvi (attiecībā pret pirmās kārtas kombinācijām) liela jauda ir kombinācijām ar nepāra f LO harmonikām, it īpaši ar n = 3, bet kombinācijas ar pāra f LO tiek salīdzinoši labi vājinātas, kas ir viena no balansēto jaucēju pozitīvajām īpašībām. Kombinācijas ar m > 2 ir vērā neņemamas, it īpaši, ja RF signāla jauda būs daudz mazāka par tabulā uzdoto -1dBm līmeni. Zinot f LO pārskaņošanas diapazonu un starpfrekvenci, 3.1. tabulā redzami aprēķinātie problemātiskie frekvenču diapazoni ar n 3 un m 2. 41

43 3.1. tabula RF signāla diapazoni, kas, saskaņā ar (3.1), var veidot signālu IF joslā no 425 līdz 445MHz. LO pārskaņošanas diapazons no 945 līdz 1255 MHz # m n RF frekvenču diapazons Kombinācijas relatīvā (f RF ) (f LO ) f RF, MHz jauda (2. piel.), dbc (vēlamais diap.) ,5 1042, ,5-1477, Var secināt, ka vissvarīgāk ir filtrēt pirmās kārtas spoguļdiapazonu (1. kombinācija), kā arī obligāti jāņem vērā 3. un 5. kombināciju, neļaujot šo frekvenču signāliem nonākt jaucēja ieejā, ko panāk, attiecīgi izvēloties joslas filtra risinājumu ar pietiekamu vājinājumu šajos diapazonos. Relatīvi maz vājināta (-35 dbc) ir 2. kombinācija, kuras gadījumā frekvences sakrīt ar vēlamo RF caurlaides joslu tas var radīt pārklāšanās problēmas, ja par f LO 2*f IF (0. un 2. kombināciju frekv. starpība) augstākā frekvencē par vēlamo, atrodas spēcīgs signāls. Uztvērēja spoguļdiapazonu selektivitātes mērījumu rezultāti redzami 4.4. apakšnodaļā. Kā jau pieminēts 2.2. apakšnodaļā, ļoti būtiska ir platjoslīga jaucēja portu slogošana ar to raksturīgo pretestību, pretējā gadījumā no IF un RF filtru ārpusjoslas reaktīvajām pretestībām atstarotās komponentes, atkārtoti jaucoties, var kropļot jaucēja pārvades raksturlīknes formu un samazināt IP3. Kā piemēru var minēt interferenci, kas veidojas atkārtoti jaucoties IF portā atpakaļ atstarotā signāla summas frekvencei ar 2 f LO [19] un RF portā atpakaļ atstarotā 2f LO f RF signāla komponentei [20] abos gadījumos tiek veidotas nevēlamas komponentes IF joslā. Platjoslīgu salāgotību var iegūt, izmantojot diplekserus [11, 95. lpp][12, 344. lpp], tomēr vienkāršības dēļ uztvērēja prototipā starp filtriem un jaucēja RF un LO portiem tiek izmantoti 6 db vājinātāji, iegūstot jaucēja portu slodžu atstarojumu vājinājumu ne mazāku par 12 db platā joslā attēlā redzama izveidotā jaucēja moduļa shēma: 42

44 3.23. att. Frekvenču jaucēja moduļa shēma. Spiestā plate redzama 20. pielikumā. +17 dbm LO signāla jaudas iegūšanai izmantots 3.2. apakšnodaļā aprakstītais platjoslas pastiprinātājs, tādējādi iegūstot vienmērīgu LO jaudu visā pārskaņošanas diapazonā. Vājinātāju rezistoru nomināli sākotnēji aprēķināti, izmantojot tīmeklī pieejamu rīku [21], un pēc tam piemeklētas tuvākās E96 rindas vērtības. Visām pasīvajām komponentēm ir 0603 SMD korpusi. Lai arī tiek rekomendēts izmantot joslas filtru LO signāla pāra harmoniku un platjoslas trokšņu filtrēšanai [11, 19. lpp], tomēr uztvērēja prototipā LO joslas filtrs nav izmantots, jo, veicot testus ar sintezatora un LO signāla pastiprinātāja prototipiem, trokšņu koeficienta pasliktinājums netika novērots att. Izgatavotais jaucēja moduļa prototips Heterodīna svārstību sintezators Saskaņā ar definēto uztveramo signālu frekvenču diapazonu ir nepieciešams LO ģenerators, kura frekvence pārskaņojama vismaz no 935 līdz 1265 MHz. Ģeneratoram jābūt sinhronizējamam ar Irbenes 10MHz ūdeņraža māzera atbalsta signālu. 43

45 Darbā izmantots MiniCircuits ražotais DSN-1750A-219+ frekvenču sintezatora modulis (datu lapu skat. 3. pielikumā). Tas sastāv no Analog Devices ADF4153 frakcionālā automātiskās fāzes un frekvences pieskaņošanas (FAFFP) ģeneratora vadības mikroshēmas, iebūvēta ar spriegumu vadāma ģeneratora un cilpas filtra. Moduļa ģenerējamo svārstību frekvenču diapazons ir no 950 līdz 1750 MHz, tātad, zemākā uztveršanas frekvence ir par 15 MHz augstāka par sākotnēji definētajiem 1370 MHz (tikai par 5 MHz augstāka, ja ņem vērā IF joslas platumu 20 MHz). Frekvenču pārskaņošanas minimālais solis ir 2 MHz, kas, ņemot vērā IF joslas platumu 20 MHz, ir pietiekami spektrālo līniju un GNSS signālu uztveršanai. Ieguvums dēļ platāka pārskaņošanas soļa ir samazināta sintezatora signāla t. s. soļa platuma parazītisko komponenšu (angl. step-size spurious) jauda. Izejas signāla jauda ir apmēram +2.2 dbm, tāpēc nepieciešams izmantot vienu 15 db pastiprinātājpakāpi jaucēja datu lapā rekomendētās +17 dbm LO jaudas iegūšanai. Moduļa svārstību frekvence tiek iestatīta, ieprogrammējot ADF4153 AFFP konstantes, izmantojot SPI saskarni. Konstanšu programmēšana tiek veikta ar Atmega328 mikrokontrolieri, par pamatu izmantojot Analog Devices publicēto ADF4153 aparātprogrammatūras bibliotēku C valodā [22]. Šajā darbā detalizētāks programmēšanas un FAFFP darbības principa apraksts netiek sniegts. Izveidotā heterodīna moduļa shēma: att. Heterodīna svārstību sintezatora moduļa shēma. Spiestā plate redzama 99. pielikumā. DSN-1750A-219+ nepieciešami +8 V un +18 V barošanas spriegumi, kas iegūti, izmantojot integrālos lineāros sprieguma stabilizatorus attiecīgi L7808 un L

46 Iespējamu barošanas sprieguma trokšņu filtrēšanai izmantoti LC zemfrekvenču filtri. DSN- 1750A-219+ sinhronizācijas signāla ieejas pretestība ir 100 kω, tāpēc 50 Ω ieejas pretestības iegūšanai, izmantots 51 Ω rezistors R1. Rekomendētā atbalsta signāla jauda ir +13 dbm, kas atbilst Irbenes ūdeņraža māzera standarta tehniskajai specifikācijai. Izstrādāta moduļa spiestā plate un izgatavots prototips: Izgatavotais heterodīna svārstību sintezatora prototips Spoguļdiapazona joslas filtrs Kā jau noprotams no nosaukuma, spoguļdiapazona filtra galvenais uzdevums ir filtrēt signālus ar spoguļfrekvencēm. Filtra caurlaides joslai jāsakrīt ar nepieciešamo uztveramo frekvenču diapazonu, kas šajā gadījumā ir no 1370 līdz 1700 MHz. Kā secināts 3.3. apakšnodaļā, būtiski ir filtrēt frekvenču apgabalus MHz, MHz un MHz (skat tabulu). Lai iegūtu labu mehānisko un elektrisko parametru stabilitāti, atkārtojamību, kā arī mazus zudumus, izvēlēts izgatavot planārā tipa joslas filtru, izmantojot jau pieminēto Rogers Duroid 5870 teflona mikroviļņu materiālu (tehn. parametri 7. pielikumā). Apsvērti divi joslas filtru tipi veidoti, izmantojot atvērtas cilpas pusviļņa ( λ 2 ) un sazemētus ceturtdaļviļņa ( λ 4 ) saistītus līniju rezonatorus [17, 121. lpp]. λ 4 rezonatori parasti tiek sazemēti, izmantojot urbumus platē, un tas, atšķirībā no λ 2 rezonatoru filtriem, var radīt papildus nenoteiktību salīdzinājumā ar simulācijas rezultātiem. No otras puses, λ 2 rezonatoru elektriskais garums ir λ 2 pie visām harmonikām, tātad filtram pastāv harmoniskās, jeb parazītiskās joslas teorētiski pie visām pamata caurlaides joslas harmonikām, toties λ 4 rezonatoru filtriem šādas joslas pastāv tikai nepāra harmonikām. Ņemot vērā nepieciešamību filtrēt MHz diapazonā, kas sakrīt ar pamatjoslas otro harmoniku, izvēlēts izgatavot interdigitālo λ 4 rezonatoru joslas filtru [17, 133. lpp], 45

47 tādējādi iegūstot arī kompaktu risinājumu, jo rezonatori ir relatīvi īsi. Laba filtra formas faktora (attiecība starp -60 db un -3 db līmeņu joslas platumiem) un ārpusjoslas vājinājuma iegūšanai izgatavots 7 rezonatoru filtrs. Izstrādei izmantots AWR filtru sintēzes rīks ifilter Synthesis. Rīks sintezē tuvinātu filtra simulācijas shēmu (skat. 14. pielikumu), kuras parametrus nepieciešams pieskaņot un optimizēt. Filtrs optimizēts ar AWR iebūvēto optimizēšanas rīku, kā optimizācijas mērķi izvēloties caurlaides joslas atstarojumu vājinājumu vismaz 20 db līmenī. Simulācijas rezultāti: att. Planārā joslas filtra caurlaides joslas un ārpusjoslas AWR simulācijas rezultāti. Grafikā pa kreisi redzams, ka vājinājums visos trijos spoguļfrekvenču diapazonos ir 30 līdz 50 db. Redzama harmoniskā josla sākot no 4520 MHz, kas šajā gadījumā problēmas nerada. Saistībā ar nenoteiktību sazemējot rezonatorus, filtram izgatavoti vairāki prototipi un, lai iegūtu pareizu centra frekvenci, eksperimentālā ceļā bija nepieciešams saīsināt rezonatoru garumus. Izgatavotais prototips un parametru mērījumi redzami un attēlos att. Ar AWR sintezētā joslas filtra struktūra un izgatavotais filtra prototips, izmantojot Rogers Duroid 5870 materiālu. 46

48 3.29. att. Joslas filtra prototipa S21 un S11 mērījumu rezultāti. Redzama liela atbilstība simulācijā paredzētajam L diapazona pastiprinājuma frekvenčatkarības kompensators Lai kompensētu priekšpastiprinātāja moduļa radīto pastiprinājuma-frekvenču raksturlīknes negatīvo slīpumu (apmēram db/ghz), izmantots pastiprinājuma 47

49 frekvenčatkarības kompensators. Izvēlēts viens no [18] piedāvātajiem risinājumiem, kas izceļas ar ļoti labu platjoslas salāgotību. Uzskatāmībai parādīta principiālā shēma: att. L diapazona pastiprinājuma frekvenčatkarības kompensatora principiālā shēma un planāro elementu izvietojums. Līniju nogriežņu garums un platums piekaņots, izmantojot AWR. AWR simulācijas shēmu skat. 15. pielikumā. Priekšstatu par šīs ierīces darbības principu var iegūt, apskatot tā darbību pie divām dažādām signāla frekvencēm - pārvades koeficienta S21 minimuma punktā ( 1 GHz) un maksimuma punktā ( 2 GHz) (skat un attēlus). 2 GHz frekvences gadījumā TL1, TL2 un TL3 nogriežņu elektriskais garums ir apmēram λ 2, tātad R1 un R2 ir elektriski atslēgti, kā arī TL1 avota/slodzes 50 Ω pretestība netiek transformēta. Šajā gadījumā ieejas/izejas salāgotība ir laba un signāla vājinājums ir minimāls. Pie 1 GHz līnijas ir λ 4 garas, tātad R1 un R2 ir elektriski sazemēti un slēgti paralēli avotam un slodzei. TL1 λ 4 nogrieznis (Z 0 = 83 Ω) transformē rezultējošo 25 Ω pretestību (50 R1) uz 275 Ω (Z transf. = Z 2 0 Z L ), kuram paralēli slēdzot R2, iegūti 42 Ω - tātad arī pie šādas frekvences salāgotība ir salīdzinoši laba, bet efektīvi formēta π tipa vājinātāja funkcionalitāte nodrošina signāla vājinājumu. Pārvades raksturlīknes izmaiņai starp šīm divām frekvenču vērtībām ir pozitīvs un lineāri mainīgs slīpums, kas izmantojams trakta pastiprinājuma izlīdzināšanai: 48

50 3.31. att. L diapazona frekvenčatkarības kompensatora AWR simulācijas rezultāti att. Frekvenčatkarības kompensatora prototipa mērījumu rezultāti. Iegūts pozitīvs slīpums apmēram +13 db/ghz un ļoti laba salāgotība. Lielāks slīpums šajā gadījumā ļauj kompensēt arī citu moduļu, piemēram, joslas filtra nelielo caurlaides joslas raksturlīknes frekvenču atkarību (joslas filtra S21 skat attēlā) Starpfrekvences modulis Starpfrekvences traktā koncentrēta liela daļa no uztvērēja pastiprinājuma, kā arī selektivitāte, kas ir nepieciešama, lai novērstu iespējamu blakus frekvenču diapazona traucējošo signālu nonākšanu reģistrēšanas iekārtu ieejās. Trakta pēdējo pakāpju izejas 49

51 signāla jaudas ir vislielākās - dinamiskā diapazona saglabāšanai ļoti būtiska ir šo pakāpju linearitāte, tāpēc tiek izmantots divu pastiprināšanas pakāpju risinājums, izmantojot PGA- 103 MMIC pastiprinātājus (datu lapas fragments 5. pielikumā), kas tika izmantoti arī priekšpastiprinātāja moduļa otrajā pakāpē ( apakšnodaļa). Jaucēja summas signāla un LO komponenšu filtrēšanai izmantots MiniCircuits VLFX-450 zemfrekvenču filtrs (F blokshēmā), kura -3 db līmeņa nogriešanas frekvence ir apmēram 640 MHz, kas ir daudz zemāka par pašu zemāko LO signāla komponenšu frekvenci attēlā redzama starpfrekvences moduļa principiālā shēma: att. Starpfrekvences moduļa principiālā shēma. Spiestā plate redzama 24. pielikumā. Pastiprinātāju salāgošanas ķēdes optimizētas darbam pie 435 MHz frekvences, izmantojot 3.1. apakšnodaļā jau aprakstīto izstrādes procedūru. Selektivitātes iegūšanai izmantots FE-1072 trīs rezonatoru spirālveida joslas filtrs FLT1, kas tika noskaņots definētās 435 MHz centra frekvences un 20 MHz joslas platuma iegūšanai. 3 db vājinātāji (rezistoru nomināli aprēķināti, izmantojot [21]) uzlabo salāgotību un, izolējot pastiprinātājus no filtru ārpusjoslas reaktīvās pretestības, uzlabo stabilitāti. Izgatavotais prototips redzams attēlā: 50

52 3.34. att. Izgatavotais starpfrekvences moduļa prototips. Moduļa prototipa mērījumu rezultāti redzami attēlā: att. Starpfrekvences moduļa prototipa mērījumu rezultāti. Mērījumus no 0.1 līdz 1 GHz skat. 16. pielikumā. Iegūts paredzētais 20 MHz -3dB līmeņa joslas platums, 25 db pastiprinājums un ļoti laba salāgotība. Mērījumu rezultātus diapazonā no 0.1 līdz 1 GHz skat. 16. pielikumā. Pārvades raksturlīknes S21 formas nesimetriskumu nosaka pastiprinātāju PGA103 pastarpinājuma frekvenčatkarība. 51

53 3.8. Attālinātā vadība, izmantojot Ethernet saskarni Uztvērēju paredzēts izvietot radioteleskopa sekundārā fokusa aparatūras telpā, kas ir nodalīta no galvenās vadības telpas, tāpēc darba atvieglošanai nepieciešama attālinātās vadības funkcionalitāte, kas nodrošina iespēju attālināti iestatīt frekvenci, ieslēgt kalibrēšanas trokšņu avotu, monitorēt frekvenču sintezatora sinhronizācijas apstiprinājuma signālu un uztvērēja fizisko temperatūru, kas lielā mērā nosaka uztvērēja parametru stabilitāti. Izvēlēta Ethernet saskarne, kas, izmantojot viegli pieejamu optiskās šķiedras pārveidotāju, ļauj izmantot Irbenes radioteleskopu esošo lokālā tīkla infrastruktūru. Ethernet saskarne realizēta, izmantojot Wiznet W5100 kontrolieri [28] gatava moduļa veidā. Izmantota gatava W5100 aparātprogrammatūras koda bibliotēka C valodā [29], realizējot to ar ATmega328 mikrokontrolieri, kas tiek izmantots arī heterodīna signāla sintezatora vadībai (3.4. apakšnodaļa). Attālināto vadību izvēlēts realizēt HTTP WEB lapas formā, tātad datorā nav nepieciešams instalēt papildus programmatūru un uztvērēja vadība iespējama neatkarīgi no izmantotās operētājsistēmas attēlā redzams izveidotās vadības sistēmas WEB lapas ekrāna kopija: att. Uztvērēja vadība realizēta HTTP WEB lapas formā. Tiek aprēķināta arī iestatītā frekvence, ņemot vērā sintezatora frekvences pārskaņošanas soļa platumu Vadības un barošanas bloka moduļi Kā jau minēts, heterodīna signāla sintezatora un Ethernet moduļa vadībai izmantots Atmega328 mikrokontrolieris. Ievietoti arī divi Microchip MCP9700 analogie temperatūras sensori, kas paredzēti starpfrekvences un priekšpastiprinātāja bloku temperatūras attālinātai monitorēšanai. Mikrokontroliera, resp., vadības moduļa principiālā shēma redzama 27. pielikumā un detalizētāk analizēta netiks. 52

54 Uztveršanas trakta moduļu elektrobarošanas nodrošināšanai izstrādāts barošanas bloka modulis, kura shēma un spiestā plate redzama attiecīgi 25. un 26. pielikumos. Nepieciešamie +28 V, +12 V un +5 V barošanas spriegumi iegūti, izmantojot standarta integrālos lineāros sprieguma stabilizatorus. Vadības platei realizēta atsevišķa barošana, izmantojot impulsveida sprieguma pārveidotāju. Iespējamu barošanas trokšņu filtrēšanai katrā barošanas sprieguma plecā tiek lietoti LC zemfrekvenču filtri. Uz barošanas plates atrodas arī elektroniski vadāms slēdzis +28 V barošanas sprieguma pievadīšanai trokšņu avotam. Slēdzis realizēts, izmantojot P kanāla lauktranzistoru: att. Trokšņu avota barošanas sprieguma elektroniskais slēdzis. 53

55 4. UZTVEROŠĀS SISTĒMAS TESTI Iepriekšējā nodaļā aprakstītie funkcionālie moduļi tika apvienoti kopējā uztveršanas sistēmā un šajā nodaļā aprakstīti sistēmas paštrokšņu koeficienta, pastiprinājuma, linearitātes un spoguļfrekvenču selektivitātes mērījumu rezultāti. Veikts arī kalibrēšanas trokšņu ievadīšanas funkcionalitātes tests un sniegts piemērs kalibrēšanas signāla absolūtās vērtības noteikšanai. D1 M1/V1/V2/P7 G1 T1 B1 S1 F3 I1 F2 E1 P3 P4 F1 N1/P1/P2 K att. Uztveršanas sistēmas augstfrekvenču trakta prototips. Moduļu apzīmējumi saskaņā ar blokshēmu 2.2. attēlā: N1/P1/P2 priekšpastiprinātāja modulis, F2/F2 spoguļfrekvenču joslas filtri, P3/P4 platjoslas RF pastiprinātāji, E1 pastiprinājuma frekvenčatkarības kompensators, M1/V1/V2/P7 jaucēja modulis, F3 starpfrekvences zemfrekvenču filtrs, I1 starpfrekvences modulis, S1 lokālā oscilatora sintezatora modulis, G1 10 MHz atbalsta frekvences ģenerators, B1 barošanas bloks, K1 kalibrēšanas trokšņu avota barošanas kabelis, D1 vadības moduļa prototips, T1 Ethernet tīkla saskarnes modulis Starpfrekvences signāla spektrs un trakta frekvenču raksturlīkne Lai novērtētu pārvades raksturlīknes formu, veikti signāla spektra mērījumi dažādos uztveršanas trakta punktos, izmantojot spektra analizatoru. Šajā apakšnodaļā izmantotie komponenšu apzīmējumi lietoti saskaņā ar blokshēmu 2.2. attēlā attēlā redzams signāla spektrs pirms un pēc jaucēja: 54

56 (a) (b) 4.2. att. (a) RF signāla spektrs F2 izejā, (b) - IF signāla spektrs bez starpfrekvences filtra (V2 izejā). f LO = 1116 MHz, ieejas signāla avots: 50 Ω slodzes ekvivalents (Tie 300 K). Šaurjoslas maksimumi visticamāk ir GSM (pa labi) un FM apraides (pa kreisi) signālu izraisīta interference. Redzams, ka RF signāla spektra nevienmērība ir zemāka par 0.3 db, tātad izgatavotais pastiprinājuma frekvenčatkarības kompensators E1 savu funkciju veic ļoti labi. Jaucēja moduļa pārveidošanas zudumi ir 18 db; izriet, ka paša jaucēja pārveidošanas zudumi ir 6 db (atņemot V1, V2 radīto 2*6 db vājinājumu), kas atbilst ražotāja specifikācijai. Atbilstošajā starpfrekvences signālā redzams, ka pārveidošanas zudumi pie augstākām f RF un f IF ir par 2 db lielāki nekā pie zemākām frekvencēm attēlā redzams nomērītais starpfrekvences signāla spektrs platākā frekvenču joslā. Lai labāk izceltu starpfrekvences komponentes, kā signāla avots izmantots Agilent 346B trokšņu avots: 4.3. att. Starpfrekvences signāls V2 izejā platā frekvenču joslā (frekvence uz x ass, jauda log. formā uz y ass). f LO = 1116 MHz, ieejas signāla avots: ieslēgts Agilent 346B trokšņu avots (Tie 9890 K) 55

57 Bez starpības signāla (atzīmes M1/M2), IF spektru veido arī summas komponente (M5/M6), kā arī redzama 3*f LO - f RF komponente (M3/M4), kas arī ir sagaidāms, apskatot ražotāja uzdotās jaucēja harmoniku tabulas (skat. 2. pielikumu). Redzamas arī salīdzinoši spēcīgas f LO harmonikas nomērītā pamata harmonikas jauda ir mazāka par -30 dbm, kas atbilst ražotāja uzdotajai LO-IF izolācijai 40 db, LO jaudai +17 dbm un V2 vājinājumam 6 db. Var secināt, ka, lai nepārslogotu nākamās pastiprinātājpakāpes, zemfrekvenču filtrs F3 ir obligāti nepieciešams. Turpinājumā tika veikti mērījumi, traktam pievienojot F3 un starpfrekvences moduli: 4.4. att. Starpfrekvences signāla spektrs platā frekvenču joslā ar pievienotu starpfrekvences traktu (frekvence uz x ass, jauda log. formā uz y ass). f LO = 1116 MHz, ieejas signāla avots: ieslēgts Agilent 346B trokšņu avots (Tie 9890 K). Redzama ievērojami labāka selektivitāte un, salīdzinot ar 4.3. attēlā aplūkojamo spektru, nevēlamās IF signāla AF komponentes ir pilnībā atfiltrētas. IF spektrs nomērīts arī šaurākā joslā: 56

58 4.5. att. Starpfrekvences signāla spektrs V2 izejā šaurā joslā ar pievienotu starpfrekvences traktu (frekvence uz x ass, jauda log. formā uz y ass). f LO = 1116 MHz, ieejas signāla avots: 50 Ω slodzes ekvivalents (Tie 300 K). IF signāla trokšņu līmeņa nevienmērība ir 3 db, salīdzinot jaudu pie centra un nogriešanas frekvencēm. Centra frekvences tuvumā (+/- 2 MHz robežās) nevienmērība ir mazāka par 0.1 db (skat. arī att.). Ņemot vērā to, ka, pārskaņojot uztvērēju, IF trakta radītās amplitūdas nevienmērības saglabājās konstantas, tās var viegli kompensēt, izmantojot uztveramās frekvenču joslas maiņas metodi (skat apakšnodaļu) Paštrokšņu koeficients un pastiprinājums Uztveršanas sistēmai paštrokšņu koeficients un pastiprinājums izmērīts, izmantojot apakšnodaļā pieminēto Y koeficenta metodi. Izmantotā mēraparatūra: R&S FSH4 spektra analizators un Agilent 346B trokšņu avots. Mērījumu rezultāti redzami 4.1. tabulā. Iegūtais paštrokšņu koeficients ļauj secināt to, ka sistēmas paštrokšņu koeficientu galvenokārt nosaka priekšpastiprinātāja modulis (mērījumu skat attēlā). Iegūtais pastiprinājums ir ļoti tuvs kaskādes simulācijā paredzētajam (skat apakšnodaļā). Lai arī ar izmantotajiem mērinstrumentiem nav iespējams iegūt labāku mērījuma nenoteiktību par 0.25 db, var novērtēt rezultātu relatīvās vērtības. Redzams, ka NF minimums ir pie 1500 MHz frekvences, kas ir uztvērēja RF joslas aptuvenā centra frekvence, kā arī, salīdzinot ar joslas zemākajām frekvencēm, augstākajās frekvencēs pastiprinājums ir par 3.5 db mazāks. Jāņem vērā, ka parādītie rezultāti ir pareizi tikai pie 50 Ω avota un slodzes pretestībām, kā arī pie 300 K apkārtējās vides temperatūras. 57

59 NF, db G, db Lietojot uztvērēju reālos apstākļos, t. i. kā avotu izmantojot apstarotāju, uztvērēja trokšņu veiktspēju nepieciešams novērtēt, izmantojot 1.2. apakšnodaļā pieminētās kalibrēšanas metodes tabula Paštrokšņu koeficenta NF un pastiprinājuma G mērījumu rezultāti. P off, P on ir IF signāla jauda ar attiecīgi izslēgtu/ieslēgtu trokšņu avotu (Spektra analizatora momentānā izšķiršanas josla: 3 MHz). T R uztvērēja trokšņu temperatūra. f RF, MHz NF un G mērījuma nenoteiktība: 0.25 db ( T +/- 20 K, ja NF 0.6 db). f LO, MHz ENR, db P off, dbm P on, dbm Y, db NF, db G, db T R, K ,25-50,3-35,5 14,8 0,59 58,62 42, ,25-50,2-35,4 14,8 0,59 58,83 42, ,25-50,3-35,5 14,8 0,59 58,72 42, ,26-50,7-35,8 14,9 0,5 58,33 35, ,26-50,5-35,6 14,9 0,5 58,53 35, ,26-50,1-35,2 14,9 0,5 58,93 35, ,26-50,2-35,3 14,9 0,5 58,83 35, ,26-50,6-35,7 14,9 0,5 58,43 35, ,26-50,7-35,8 14,9 0,5 58,33 35, ,26-50,5-35,6 14,9 0,51 58,53 36, ,27-50, ,8 0,61 58,12 43, ,27-51,2-36,4 14,8 0,61 57,72 43, ,27-51,4-36,6 14,8 0,61 57,52 43, , ,2 14,8 0,61 56,92 43, ,27-52,5-37,7 14,8 0,61 56,42 43, ,27-52, ,8 0,61 56,12 43, ,28-53, ,8 0,62 55,12 44,5 Rezultāti attēloti grafiski: 0,7 0,65 0,6 0,55 0,5 0,45 0, f, MHz f, MHz 4.6. att. Paštrokšņu koeficienta un pastiprinājuma frekvenčatkarības mērījumu rezultāti. 58

60 Input P1dB, dbm G, db 4.3. P1dB, IP3 un dinamiskais diapazons Uztvērēja linearitāte nomērīta, izmantojot apakšnodaļā aprakstītās metodes. Tā kā f IF visā uztveramo frekvenču pārskaņošanas diapazonā ir konstanta (435 MHz), tad P1dB un IP3 rezultātu vērtības uzdotas kā ieejas jauda. P1dB nomērīts, katrā frekvenču punktā fiksējot ieejas jaudu, pie kuras pastiprinājums ir samazinājies par 1dB: 58 57, , ,5 P1dB punkts dbm 55 54, Pin, dbm 4.7. att. Pastiprinājuma kompresijas punkta jaudas P1dB mērījums. f RF = 1540 MHz. f, P1dB, f, P1dB, -35 MHz dbm MHz dbm , , , , , , f, MHz , att. Ieejas P1dB jaudas frekvenčatkarības mērījumu rezultāti. Redzams, ka nomērītajam P1dB ir liela saistība ar pastiprinājumu jo mazāks pastiprinājums, jo lielāka ieejas P1dB jauda. Visos frekvenču ass punktos nomērītā izejas P1dB jauda bija konstanta +18 dbm, tāpēc var secināt, ka visos gadījumos piesātinās pēdējā pastiprinātāja pakāpe. To pierāda arī tas, ka nomērītais izejas P1dB atšķiras no ražotāja uzdotās PGA103 (IF moduļa gala pakāpes mikroshēma) P1dB vērtības (+22.5 dbm) par 4 db (IF moduļa izejas vājinātāja nomināls 3 db + iespējami zudumi savienotājkabelī). 59

61 Ieejas un izejas IP3 nomērīts, palielinot divu toņu testa signāla jaudu līdz iespējams izmērīt trešās kārtas intermodulāciju jaudu (skat apakšnodaļu). Izejas IP3 aprēķināts, izmantojot (2.3) vienādojumu, bet ieejas IP3 no izejas vērtības atņemot pastiprinājuma vērtību. Pirms mērīts uztveršanas trakta IP3, veikts mērierīču tests, lai pārliecinātos, ka pie tās pašas spektra analizatora ieejas jaudas, kāda būs uztvērēja izejas jauda, intermodulāciju jauda ir daudz mazāka par uztvērēja ģenerēto. Izvēlēta 0 dbm testa toņu jauda. Lai minimizētu spektra analizatora radītos intermodulāciju kropļojumus, tam bija nepieciešams iestatīt 40 db ieejas vājinātāju. Spektra analizatora jutība rezultātā būtiski samazinājās, tāpēc, lai varētu nomērīt intermodulāciju jaudu, bija nepieciešams samazināt analizatora trokšņu sliekšņa līmeni, samazinot momentānās izšķiršanas joslas platumu līdz 1 KHz, kā arī palielināt uzkrāto vērtību skaitu (integrācijas laiku) attēlā redzams piemērs divu toņu testa signālam uztvērēja izejā. Lai samazinātu mērījuma laiku (šaurās momentānās izšķiršanas joslas dēļ), izmantota daudz šaurāka aplūkojamā frekvenču josla, centra frekvenci iestatot vienādu ar intermodulāciju komponentes frekvenci att. Divu toņu testa signāls uztvērēja izejā (frekvence uz x ass, jauda log. formā uz y ass). f RF = 1547 MHz. Ieejas toņu frekvences f 1 = 1546 MHz (f IF1 = 434 MHz) un f 2 = 1548 MHz (f IF2 = 436 MHz). Toņu frekvenču starpība ir 2 MHz, tātad trešās kārtas intermodulāciju komponenšu frekvences ir 432 MHz un 438 MHz. 60

62 SFDR, db IIP3, OIP3, dbm f, MHz OIP3, IIP3, G, db dbm dbm ,35 58,8-23, ,5 58,4-22, ,55 58,8-23, ,4-22, ,75 57,7-21, ,7-21, ,5 55,1-20, OIP3 0 IIP f, MHz att. Ieejas un izejas IP3 jaudas (attiecīgi IIP3 un OIP3) frekvenčatkarības mērījumu rezultāti. Katra testa toņa signāla jauda uztvērēja izejā: 0 dbm. Var izdarīt līdzīgus secinājumus kā P1dB rezultātu gadījumā. IP3 jauda ir apmēram par 16 db lielāka nekā nomērītais P1dB. Redzams, ka arī šajā gadījumā izejas vērtība ir konstanta neatkarīgi no noskaņotās uztveršanas frekvences. Iegūtās P1dB un IP3 vērtības ir par 3 db labākas, nekā paredzēts 2.3. apakšnodaļā aprakstītajā trakta simulācijā. Jāpiemin, ka arī nomērītais pastiprinājums ir par 3 db lielāks. Zinot uztvērēja IP3 un NF, tagad var aprēķināt bezintermodulācju dinamisko diapazonu SFDR [13, 520. lpp]: SFDR = 2 (IIP3 P (4.1) 3 N), kur SFDR - bezintermodulāciju dinamiskais diapazons (db), IIP3 - trešās kārtas intermodulāciju šķērsošanas punkta ieejas jauda (dbm), - ieejas trokšņu sliekšņa jauda (dbm), P N = 10 log 10 (k(t A + T R )B). P N Izmantojot (4.1), aprēķināts SFDR: 75,0 70,0 65,0 Ta = 50K Ta = 290K 60,0 55,0 50,0 0,0 5,0 10,0 15,0 20,0 B, MHz att. SFDR pie divām T A vērtībām atkarībā no efektīvā uztvērēja joslas platuma B. IIP3 = -22 dbm (4.10. att.), NF = 0.6 db, jeb T R 40 K (4.1. tabula). 61

63 Redzams, ka pat pie 20 MHz joslas platuma un antenas temperatūras T A = 290 K uztvērēja dinamiskais diapazons ir plašāks par 50 db. Iegūtā vērtība ir ļoti tuva simulācijā paredzētajam (skat attēlu) un ir par 10 db augstāka par sākotnēji definēto sasniedzamo 40 db vērtību Spoguļfrekvenču selektivitātes mērījumi Lai novērtētu, cik lielā mērā tiek vājinātas 3.3. apakšnodaļā aprēķinātās spoguļfrekvences, veikti mērījumi, izmantojot signāla ģeneratoru un spektra analizatoru. Selektivitāte nomērīta, salīdzinot ieejas signāla jaudas, kas rada 3 db signāla un trokšņu attiecību uztvērēja ieejā pie divām frekvencēm pie vēlamās uztveršanas frekvences f RF un atbilstošās spoguļfrekvences f IMn. Spoguļfrekveču selektivitāte aprēķināta kā starpība (logaritmiskā formā) starp šīm divām ieejas jaudām: kur IMRR n = P RF3dB P IMn3dB, (4.2) IMRR n - n kombinācijas spoguļdiapazona selektivitāte (angl. Image Rejection Ratio) (db), P RF3dB - ieejas pie vēlamās frekvences f RF, kas rada izejas signāla pieaugumu par 3 db (dbm), P IMn3dB - ieejas jauda pie spoguļfrekvences f IMn, kas rada izejas signāla pieaugumu par 3 db (dbm) tabulā redzama novērtētā 1., 2., 3., 5., un 10. kombināciju (saskaņā ar 3.1. tabulu) spoguļfrekvenču selektivitāte. 1., 3., un 5. kombināciju IMRR ar izmantoto mērsistēmu tiešā veidā izmērīt neizdevās, jo ārpusjoslas vājinājums šajās frekvencēs ir pārāk liels. Tiešām, pie f IM1 vājinājumu nosaka priekšpastiprinātāja modulis (-46 db, skat att.) un spoguļdiapazona filtri F1, F2 (2x-50 db, skat att.). Teorētiski: IMRR = 2x (P3, P4 pastiprinājums) - 3 (testā izmantotais SNR) = 119 db. f IM3 un f IM5 vājinājumu, papildus F1 un F2, nosaka arī jaucēja relatīvie pārveidošanas zudumi (skat tabulu) pie šo kombināciju frekvencēm. Pieņemts, ka IMRR ir lielāks par 117 db, jo, palielinot ieejas jaudu pat līdz 0 dbm, nebija iespējams nomērīt spoguļfrekvenču radīto signāla jaudas pieaugumu uztvērēja izejā. Tā vietā pieauga trokšņu līmenis, kuru avots ir testa ģeneratoram piemītošie platjoslas trokšņi, kuru jauda palielinājās, jo ģeneratora jauda tiek palielināta automātiski samazinot ģeneratorā iebūvētā izejas vājinātāja nominālu. Iespējams, ka šo problēmu var risināt, izmantojot attiecīgu filtru un vājinot testa signāla platjoslas troksni pie uztvērēja caurlaides joslas frekvencēm. 62

64 Daļa no 2. un 10. kombinācijas spoguļfrekvencēm atbilst uztvērēja caurlaides joslai, tāpēc šo kombināciju IMRR bija iespējams nomērīt. Redzams, ka iegūtā IMRR ir ļoti tuva 3.1. tabulā uzrādītajām vērtībām šajās kombinācijās, tātad IMRR pilnībā nosaka jaucējs. Var secināt, ka visproblemātiskākie ir f IM2 frekvenču signāli, jo H līnijas 1420 MHz frekvencei atbilst f IM2 = 1535 MHz, kas, piemēram, no GPS L1 (1575 MHz) un BEIDOU B1 (1561 MHz) navigācijas satelītu signālu frekvencēm atšķiras tikai par attiecīgi 40 un 26 MHz, tātad šo satelītu signālu sānu joslas potenciāli var radīt interferenci H līnijas novērojumos. To, vai IMRR 2 35 db ir pietiekami navigācijas satelītu radītās interferences novēršanai, nepieciešams pārbaudīt, veicot uztvērēja testus reālos apstākļos. Daži no risinājumiem, kas IMRR 2 potenciāli var palielināt, ir citas f IF izvēle, f RF selektivitātes uzlabošana (nepieciešamā uztveršanas frekvenču diapazona nodrošināšanai, jārealizē pārslēdzami spoguļfrekvenču filtri ar šaurāku caurlaides joslu), un heterodīna signāla f LO otrās harmonikas jaudas samazināšana, piemēram, izmantojot zemfrekvenču filtru. Spoguļfrekvenču selektivitātes IMRR n mērījumu rezultāti. n saskaņā ar 4.2. tabula 3.1. tabulu; visos gadījumos 3 db SNR iegūšanai nepieciešamā ieejas jauda: P RF3dB = f RF, MHz -117 dbm (spektra analizatora momentānā izšķiršanas josla: 300 KHz). f LO, MHz f IM1, MHz IMRR 1, db f IM2, MHz IMRR 2, db f IM3, MHz IMRR 3, db f IM5, MHz IMRR 5, db f IM10, MHz IMRR 10, db > > > ,5 > > > > ,5 > > > > ,5 > > > > ,5 > > > > , > > > , > > > , > > > , > > > , > > > > , > > > > , > > > > , > > > > , > > > > , > > > > , > > > > , > > > > ,

65 4.5. Kalibrēšanas funkcionalitātes tests Kalibrēšanas signāla ievadīšanas funkcionalitāte pārbaudīta, izmantojot Agilent 346A un 345B trokšņu avotus. Sākumā uztvērēja ieeja slogota ar 50Ω slodzes ekvivalentu, kura ģenerētā trokšņu temperatūra ir vienāda ar tā fizisko temperatūru 300 K. Kā kalibrēšanas trokšņu avots izmantots Agilent 346B, kas slēgts priekšpastiprinātāja moduļa NS ieejā (skat. uztvērēja blokshēmu 2.2. attēlā). Izvēlētā testa frekvence f RF = 1530 MHz, pie kuras Agilent 346B ENR = /- 0.2 db. Zinot ENR vērtību, var aprēķināt ieslēgta trokšņu avota trokšņu temperatūru [27, 6. lpp]: kur T on = 290 (10 ENR 10 ) + T off, T on - ieslēgta trokšņu avota trokšņu temperatūra (K), T off - ieslēgta trokšņu avota trokšņu temperatūra, vienāda ar avota fizisko temperatūru (K). (4.3) Zinot to, ka T off 300 K, izmantojot (4.3), var aprēķināt, ka T on K. Nomērītais virzītā nozarotāja nozarošanas koeficients K c = 20.3 db (skat attēlu, relatīvā līmeņa mērījuma nenoteiktība netiek ņemta vērā), jeb 107 reizes, tātad trokšņu pieaugums uztvērēja ieejā ir T cal = T on /K c = (9598 līdz 10495)/107 = 88 līdz 98 K, jeb 93 +/- 5 K. Tagad var aprēķināt sagaidāmo trokšņu jaudas pieaugumu Y, ieslēdzot trokšņu avotu: kur Y = 10 log 10 ( T cal+t A +T R T A +T R ), (4.4) Y - uztvērēja izejas trokšņu jaudas pieaugums, ieslēdzot trokšņu avotu (db), T R - uztvērēja trokšņu temperatūra (K), T A - antenas trokšņu temperatūra (K). T A šajā gadījumā ir slodzes ekvivalenta fiziskā temperatūra 300 K, kuras nenoteiktība ir mazāka par 2 K, tāpēc netiek ņemta vērā (laboratorijas temperatūra tika monitorēta un maz ticams, ka slodzes fiziskā temperatūra atšķīrās), uztvērēja trokšņu temperatūra T R 35 +/- 20 K (skat tabulu), tātad sagaidāmais Y ir robežās no 0.96 līdz 1.2 db, jeb 1.1 +/-0.1 db. Spektra analizatora relatīvā līmeņa mērījuma nenoteiktība netika ņemta vērā, jo analizators darbojās tā lineārajā apgabalā, kā arī tika izmantots pietiekami liels integrācijas laiks (127 vērtību uzkrāšana 3 MHz izšķiršanas joslā). Laboratorijā iegūts trokšņu pieaugums Y = 1 db, kas nenoteiktības robežās atbilst sagaidāmajam: 64

66 4.12. att. Starpfrekvences signāla jaudas pieaugums ieslēdzot kalibrēšanas trokšņu avotu (frekvence uz x ass, jauda log. formā uz y ass). f RF = 1530 MHz, T A = 300 K. IF trokšņu jauda pie izslēgta avota: P off = dbm (B = 3 MHz), tātad jaudas pieaugums Y = 1 db. Zinot iepriekš novērtēto T cal = 93 +/- 5 K, tika mēģināts to noteikt, izmantojot arī [7, 19. lpp] piedāvāto karstās-aukstās slodzes metodi, jo šīs metodes izmantošanai nav nepieciešams zināt kalibrēšanas trokšņu avota un uztvērēja trokšņu temperatūras, kā arī nozarošanas koeficienta absolūtās vērtības. Nenoteiktības samazināšanai praksē aukstajam mērījumam (P off ) nepieciešams izmantot kriogēnisko slodzi ar precīzi zināmu fizisko temperatūru (parasti šķidrā slāpekļa temperatūrā), kas autoram, izstrādājot prototipu, nebija pieejama, tāpēc mērījumam izmantots Agilent 346A trokšņu avots. Kā kalibrēšanas trokšņu avots izmantots tas pats Agilent 346B, kas iepriekš aprakstītajā eksperimentā att. T cal novērtēšanai izmantotā mērīšanas konfigurācija. f RF = 1530 MHz. Sākumā jāaprēķina uztvērēja pārvades konstante, kas nosaka, par cik vienībām pie dotā ieejas trokšņu temperatūras pieauguma palielināsies IF detektora (šajā gadījumā spektra analizators) izmērītais starpfrekvences signāla līmenis, jeb detektora signāla vienības uz kelvinu: 65

67 kur K = P h P c T h T c = P hcal P ccal T h T c, (4.5) P h - detektētais signāls pie ieslēgta NS1 un izslēgta NS2, P c - detektētais signāls pie izslēgta NS1 un izslēgta NS2, P hcal - detektētais signāls pie ieslēgta NS1 un ieslēgta NS2, P ccal - detektētais signāls pie izslēgta NS1 un ieslēgta NS2, T h - ieslēgta NS1 ( karstā slodze ) trokšņu temperatūra (K), - izslēgta NS1 ( aukstā slodze ) trokšņu temperatūra (K). T c Redzams, ka K iegūstams, veicot divus neatkarīgus mērījumus, tāpēc iespējams uzlabot precizitāti, izmantojot abu iegūto K vidējo vērtību. Jāņem vērā, ka (4.5) formulā visām vērtībām jābūt lineārā formā, tāpēc spektra analizatoram tika iestatīta jaudas lineārā skala nanovatos (nw). Zinot K, var aprēķināt T cal : T cal = P hcal P h K = P ccal P c. (4.6) K Kā karstā slodze eksperimentā tika izmantots Agilent 346, kura ENR /- 0.2 db pie 1530 MHz, un, saskaņā ar (4.3), tā ekvivalentā trokšņu temperatūra T h = K. Veikti (4.5) formulā nepieciešamo jaudu mērījumi, izmantojot 256 vērtību uzkrāšanu un 3 MHz izšķiršanas joslu: T cal aprēķināšanai nepieciešamās jaudas mērījumu vērtības P h, nw 26.3 P c, nw 6.5 P hcal, nw 28 P ccal, nw tabula Izmantojot nomērītās jaudas vērtības, abas, saskaņā ar (4.5) aprēķinātās K vērtības spektra analizatora izšķirtspējas robežās sakrita, kas liecina, ka sistēma ir lineāra. Ņemot vērā T h nenoteiktību, aprēķinātais K ir robežās no līdz , jeb K = / nw/k. Abilstoši (4.6) aprēķinātā T cal = K, jeb T cal = 87 +/- 4 K. Redzams, ka ar abām metodēm iegūtās vērtības to nenoteiktību robežās sakrīt. Salīdzinājumā ar pirmo izmantoto metodi, otrajai metodei nepieciešams zināt tikai karstās un aukstās slodzes trokšņu temperatūras absolūtās vērtības galvenais ieguvums ir tas, ka nav nepieciešams zināt kalibrēšanas trokšņu avota trokšņu temperatūras absolūto vērtību, kas ļauj izmantot lētākus, nekalibrētus avotus, nekā, piemēram, Agilent 346B. T cal var viegli pieskaņot, izmantojot vājinātāju, kuru nominālu nenoteiktība, izmantojot otro mērījumu metodi, nav svarīga. Jāpiemin, ka, neskaitot jau pieminētos trūkumus, pirmās metodes 66

68 efektivitāti vēl vairāk pazemina nepieciešamība zināt T R, kas reālos apstākļos, kā avotu izmantojot apstarotāju, noteikti atšķirsies no laboratorijā nomērītajām vērtībām. Jāņem vērā, ka, tipiski ļoti nelielo jaudas pieauguma vērtību dēļ radioastronomijā (bieži vien ar kārtu T sys 1 K) kā auksto slodzi nepieciešams izmantot jau minētos kriogēnos avotus, jo tiem ir ļoti precīzi zināmas trokšņu temperatūras absolūtās vērtības. Lai sniegtu piemēru kalibrēšanas funkcijas izmantošanā, nomērīta T sys (izmantojot (1.4) formulu), antenas signāla T A vietā izmantojot Agilent 346A trokšņu ģeneratoru ar 10 db vājinātāju. Šajā piemērā mērījuma nenoteiktības netiek ņemtas vērā. Ir zināms, ka vājinātāja trokšņu temperatūra ir proporcionāla tā vājinājuma nominālam un vājinātāja fiziskajai temperatūrai: T v = T f (A 1), (4.7) kur T v T f A - vājinātāja trokšņu temperatūra (K), - vājinātāja fiziskā temperatūra (K), - vājinājums (lineārā formā). Pie T f = 300 K, 10 db (A = 10 reizes) vājinātāja trokšņu temperatūra T v = 2700 K. Zinot, ka Agilent 346A trokšņu temperatūra pie 1530 MHz frekvences ir T h = 1314 K (ENR = 5.44 db, skat. (4.3) formulu), slēdzot vājinātāju ģeneratora izejā, izejas trokšņu temperatūru var aprēķināt, izmantojot (4.8): T Av = (T h + T v )/A. (4.8) Var aprēķināt, ka vājinātāja izejas trokšņu temperatūra ir T Av 401 K, kas šajā piemērā modelē antenas temperatūru: T A = T Av. Pie šī trokšņu avota uztvērēja ieejā, nomērītas starpfrekvences jaudas P caloff un P calon, attiecīgi izslēdzot un ieslēdzot kalibrēšanas trokšņu avotu (iepriekš izmantotais Agilent 346B, kura radītais trokšņu pieaugums ar karstās-aukstās slodzes metodi tika aprēķināts: T cal = 87 K). Iegūtie jaudas mērījumu rezultāti (spektra analizatora izšķiršanas josla 3 MHz, 256 vērtību uzkrāšana): 4.4. tabula T sys aprēķināšanai nepieciešamie IF jaudas mērījumu rezultāti P caloff, dbm P calon, dbm P calon - P cal0ff, db 0.8 P calon (lin.)/p caloff (lin.)

69 Zinot šos datus, ar (1.4) formulas palīdzību var aprēķināt, ka T sys = 87/(1.2-1) = 435 K. Redzams, ka iegūtais T sys ir apmēram par nomērīto uztvērēja trokšņu temperatūras vērtību (T R 35 K, skat tabulu) lielāks, nekā T Av, tātad kalibrēšanas funkcija darbojas kā paredzēts Uztvērēja tehnisko parametru apkopojums 4.5. tabula Uztvērēja tehnisko parametru apkopojums Apkārtējas vides temperatūra: +25 C, avota un slodzes pretestība: 50 Ω Parametrs Apz. Vērtība Min. Nom. Maks. Mērv. Uztveršanas frekvenču diapazons f RF MHz Heterodīna svārstību ģeneratora pārskaņošanas frekvenču diapazons f LO MHz f RF pārskaņošanas soļa platums Δf RF MHz Nepieciešamā sinhronizācijas signāla frekvence f REF MHz Sinhronizācijas signāla jauda P REF dbm Starpfrekvences joslas centra frekvence f IF MHz Starpfrekvences joslas platums -3 db līmenī B IF MHz Starpfrekvences signāla trokšņu sliekšņa jaudas nevienmērība, f IF = MHz db Paštrokšņu koeficients f RF = 1420 MHz f RF = 1550 MHz f RF = 1660 MHz NF db Trokšņu temperatūra f RF = 1420 MHz f RF = 1550 MHz f RF = 1660 MHz T R K Jaudas pastiprinājums f RF = 1420 MHz f RF = 1550 MHz f RF = 1660 MHz G db 68

70 Pastiprinājuma 1 db kompresijas punkta ieejas jauda f RF = 1420 MHz f RF = 1550 MHz f RF = 1660 MHz P1dB IN ,5-36,5 - dbm Trešās kārtas intermodulācij u komponentu šķērsošanas punkta ieejas jauda f RF = 1420 MHz f RF = 1550 MHz f RF = 1660 MHz IIP dbm Bezintermodulāciju dinamiskais diapazons, f RF = MHz, B = 20 MHz SFDR db Spoguļfrekvenču selektivitāte f IM = MHz f IM = MHz f IM = MHz f IM = MHz IMRR db Kalibrēšanas nozarotāja nozarošanas koeficients, K c db f RF = MHz Pievienotā kalibrēšanas signāla trokšņu temperatūra, f RF = 1530 MHz, trokšņu avots: T cal K Agilent 346B Sistēmas raksturīgā pretestība Z Ω Priekšpastiprinātāja moduļa ieejas salāgotība, S11 db db f RF = MHz Starpfrekvences moduļa izejas salāgotība, f IF = MHz S22 db db Uztvērēja vadības interfeiss - 100baseT Ethernet - Kalibrēšanas trokšņu avota barošanas spriegums U cal V DC Kalibrēšanas trokšņu avota barošanas bloka pieļaujamā maksimālā strāva I calmax ma Uztvērēja elektrobarošanas spriegums U b V DC Uztvērēja patērētā strāva I b ma 69

71 SECINĀJUMI UN PRIEKŠLIKUMI Šajā darbā izstrādāts uztverošās sistēmas augstfrekvences trakta prototips universālam pielietojumam radioastronomiskajiem novērojumiem L diapazonā. Veikts radioastronomisko novērojumu pamatprincipu apskats un definēti sasniedzamie uztveršanas trakta parametri un funkcionalitāte, kas jāpielāgo uztvērēja efektīvai izmantošanai Irbenes esošajā radioteleskopu sistēmā. Sastādīta uztveršanas sistēmas blokshēma un izvēlēti komponenšu parametri optimālas sistēmas trokšņu temperatūras un linearitātes iegūšanai, kas nepieciešams precīzai radioastronomisko avotu starojuma un navigācijas satelītu signālu reģistrācijai. Katrs blokshēmas mezgls izstrādāts atsevišķi, izmantojot modernas elektronikas komponentes un datorizētās modelēšanas rīkus. Izstrādātie moduļi notestēti kopējā uztveršanas sistēmā, veikti sistēmas raksturīgāko parametru mērījumi un funkcionalitātes testi. Izmantotais heterodīna sintezators ļauj nodrošināt uztveršanas frekvenču diapazonu MHz pie 435 MHz starpfrekvences, kas ir par 15 MHz šaurāks, nekā sākotnēji definētais MHz (par 5 MHz šaurāks, ņemot vērā IF joslas platumu 20 MHz). Šo diapazonu nepieciešamības gadījumā var paplašināt, izmantojot citu sintezatoru ar zemāku minimālo frekvenci, vai arī starpfrekvenci izvēlēties par 15 MHz zemāku. Izstrādātā prototipa gadījumā nav iespējams novērot H līnijas signālus ar netipiski lielām Doplera nobīdēm. Frekvenču pārskaņošanas solis 2 MHz uzskatāms par pietiekamu L diapazonā novērojamo šaurjoslas signālu uztveršanai, kā arī spektrālo līniju gadījumā uztveramo frekvenču joslas maiņas metodes izmantošanai. Nodrošināta iespēja sintezatoru sinhronizēt ar ārēju 10 MHz atbalsta signālu, kas ļauj uztvērēju potenciāli izmantot radiointerferometriskajos novērojumos. Iegūtais uztveršanas trakta paštrokšņu koeficients frekvenču diapazonā no 1380 līdz 1700 MHz ir zemāks par 0.6 +/ db (T R = 43 +/-20 K, skat tabulu). Vērtība nenoteiktību robežās sakrīt ar priekšpastiprinātāja moduļa NF (3.20. att.), tāpēc var secināt, ka minētais modulis nosaka visas sistēmas trokšņu temperatūru. Ir skaidrs, ka T R vērtību lielā mērā ietekmē apstarotāja vai testa ģeneratora izejas pretestība un testa trokšņu ģeneratora ENR nenoteiktība, tāpēc precīzākai T R novērtēšanai nepieciešams veikt testus reālos apstākļos ar apstarotāju, izmantojot radioastronomiskās metodes. 70

72 Priekšpastiprinātāja moduļa pirmajās pakāpes izstrādē ( apakšnodaļa) izmantotais MGF4919G lauktranzistors ļauj iegūt mazu paštrokšņu koeficientu, tomēr ierīce pie L diapazona frekvencēm ir potenciāli nestabila, tāpēc jāpielieto stabilizēšanas metodes, rēķinoties ar noteiktu NF degradēšanu. Pastiprinātāja AF režīms ir stabilizēts un prototipa testos nestabilitāte netika novērota. MGF4919G lauktranzistora ieejas pretestības salāgošanai nepieciešamās augsta labuma, bezkarkasa spoles mehāniskā stabilitāte var ietekmēt pastiprinātāja elektrisko stabilitāti. Izvirzīts priekšlikums ieejas pakāpi aizvietot ar modernu, vieglāk salāgojamu maztrokšņojošu MMIC risinājumu, piemēram, MiniCircuits PMA2-33LN+, kuram ražotājs deklarējis nominālās trokšņu parametru vērtības, tādējādi ļaujot izmantot datorsimulāciju, rezultātā radot iespēju vieglāk paredzēt un optimizēt paštrokšņu veiktspēju. Secināts, ka Rogers RO5870 mikroviļņu spiestās plates materiāla izmantošana ļauj iegūt labu elektrisko stabilitāti, atkārtojamību un kompaktu risinājumu. Materiāls nav armēts, tāpēc planāro komponenšu mehāniskās stabilitātes uzlabošanai ieteicams izmantot metāla korpusu. Novērots, ka izstrādātie planāro rezonatoru joslas filtri darbojas kā antenas to rezonanses frekvenču apgabalā, tāpēc traucējumu ietekmes samazināšanai filtrus vēlams individuāli ekranēt. AWR Microwave Office veiksmīgi izmantojams L diapazona elementu planārās tehnoloģas topoloģijas izstrādei ar minimālu iterāciju skaitu. Uztvērēja pastiprinājums 58 db ļauj iegūt IF trokšņu līmeni, kas atbilst Irbenes DBBC tipa analogciparu pārveidotāja rekomendētajai ieejai jaudai. IF trokšņu sliekšņa jauda (pie T sys 70 K un B 20 MHz) ir par 20 db lielāka nekā DBBC minimālais rekomendētais līmenis, tātad ir pieļaujami samērā lieli zudumi starpfrekvences signāla pievadkabelī, kas arī reāli novērojami minētā kabeļa relatīvi lielā garuma ( 50m) dēļ. Pat 40 db zudumi starp uztvērēja IF izeju un reģistrējošo aparatūras ieeju samazina kopējo NF tika par 0.1 db, tātad nepieciešamības gadījumā IF signāla jaudu iespējams papildus optimizēt, izmantojot vājinātājus. Veicot NF un IP3 mērījumus, iegūtais sistēmas bezintermodulāciju dinamiskais diapazons SFDR ir lielāks par 50 db pat pie 20 MHz joslas platuma (skat att.), kas ir pietiekami, lai, izmantojot RT-32 radioteleskopa antenu, pilnībā lineāri uztvertu, piemēram, GPS L1 satelītsignālus un veiktu Saules trokšņu kontroles novērojumus. Uztvērēja starpfrekvences signāla selektivitātes IMRR mērījumi liecina, ka pirmās kārtas spoguļfrekvences ir vājinātas vairāk nekā par 117 db (skat apakšnodaļu). Secināts, ka vismazāk vājināti signāli ar 2f LO f IF spoguļfrekvencēm, jo daļa no tām atbilst uztvērēja caurlaides joslai. Šī spoguļdiapazona IMRR 35 db (skat tabulu), kas uzskatāms par pietiekamu, tomēr būtu jāveic uztveršanas testi reālos apstākļos, lai 71

73 pārliecinātos, vai navigācijas satelītu signālu sānu joslas nerada traucējumus H līnijas novērojumu frekvenču apgabalā. Problēmu gadījumā viens no risinājumiem būtu pirmsjaucēja trakta selektivitātes uzlabošana ar automātiski pārslēdzamiem RF joslas filtriem un/vai heterodīna signāla otrās harmonikas filtrēšana. Veicot uztveršanas sistēmas testus, secināts, ka pastiprinājuma raksturlīknes nevienmērību var samazināt, starp attiecīgajiem trakta mezgliem slēdzot maza nomināla (piemēram, 3 db) vājinātājus. Realizēta iespēja noskaņot uztveršanas frekvenci un komutēt kalibrēšanas trokšņu avotu attālināti, izmantojot Ethernet tīkla saskarni un interneta pārlūkprogrammu. Potenciālas radio interferences samazināšanai praksē ietiecams izmantot optiskās šķiedras pārveidotāju un Irbenes radioteleskopu optiskās šķiedras lokālā tīkla infrastruktūru. Veicot intensitātes kalibrēšanas funkcijas testus, secināts, ka pievienoto kalibrēšanas trokšņu temperatūras T cal vērtība nenoteiktības robežās saskan ar teorētiski novērtēto. Ar karstās-aukstās slodzes metodi, kā karsto slodzi izmantojot Agilent 346A trokšņu ģeneratoru, T cal iespējams noteikt ar +/- 4 K nenoteiktību. Tomēr ņemot vērā tipiski mazās radioastronomisko avotu radītās antenas temperatūras izmaiņas, šī nenoteiktība ir pārāk liela, tāpēc praksē T cal nepieciešams kalibrēt, izmantojot kriogēno kalibrēšanas slodzi un radioastronomiskos kalibrēšanas radiostarojuma avotus. Jāņem vērā, ka kalibrēšanai ir nozīme tikai tad, ja uztvērējs slogots ar apstarotāju, kas tiks izmantots novērojumos, jo veicot datorsimulācijas, secināts, ka nozarotāja nozarošanas koeficienta vērtība ir nedaudz atkarīga no avota un slodzes pretestībām. Izmantojot Agilent 346B (ENR 15 db) kā kalibrēšanas trokšņu avotu, ar izstrādāto nozarotāju iespējams iegūt T cal 87 K (skat apakšnodaļu), kas var būt pārāk liels pieaugums praktiskiem novērojumiem, tāpēc nepieciešamības gadījumā kalibrēšanas trokšņu vērtību ar vājinātāju palīdzību var samazināt. Pilnīgai uztverošās sistēmas raksturošanai ieteicams veikt testus, lai noteiktu pastiprinājuma stabilitāti laikā un atkarībā no apkārtējās vides temperatūras, jo tas galvenokārt nosaka maksimāli iespējamo integrācijas laiku, tātad uztvertā signāla intensitātes izšķirtspēju. Tā kā uztvērēju plānots izmantot arī jonosfēras pētījumiem, izmantojot GNSS satelītsignālus, svarīgi būtu raksturot arī uztverošās sistēmas fāzes stabilitāti. Darba sākumā izvirzītais mērķis ir sasniegts un izstrādātā uztverošā sistēma potenciāli var tikt izmantota radioastronomiskajiem novērojumiem L diapazonā. 72

74 IZMANTOTĀS LITERATŪRAS SARAKSTS 1. Committee on Radio Astronomy Frequencies (CRAF), CRAF Handbook for Radio Astronomy, Third edition, lpp, ISBN: Trokss J., Lesins A., Gaigals G., Nechaeva M., Bezrukovs Vl, Receiving System For Ionosphere Research, Ventspils, Latvian Journal of Physics and Technical Sciences, Thomas L. Wilson, Kristen Rohlfs, Tools of Radio Astronomy Fifth Edition, ISBN: , e-isbn: E. Tiuri, Radio Astronomy Receivers, 1964, Antennas and Propagation, IEEE Transactions (Volume: 12, Issue: 7), ISSN : X 5. Stelzried, C., Noise adding radiometer performance analysis, 1980, The Telecommun. and Data Acquisition Rept. 6. K. O Neil, Single Dish Calibration Techniquesat Radio Wavelengths, 2001, ASP Conference Series 7. B. Winkel, A. Kraus, and U. Bach, Unbiased flux calibration methods for spectralline radio observations, 2012, Astronomy&Astrophysics manuscript no. bwinkel 8. E.P. Dinnat, D.M. LeVine, S. Abrahamand N. Floury, Map of Sky background brightness temperature at L-band, Raffaella Morganti (ASTRON & Kapteyn Inst. Groningen), Neutral hydrogen studies: emission and absorption, 2010, Netherlands Institute for Radio Astronomy 10. Elliott Kaplan, Understanding GPS: Principles and Applications, Second Edition, Artech House Mobile Communications, 2005, ISBN-10: , ISBN-13: Peter Vizmuller, RF Design Guide: Systems, Circuits, and Equations, Volume 1, Artech House, Jan 1, 1995, ISBN , Joseph J. Carr, Secrets Of Rf Circuit Design: Third Edition, 2000, McGraw-Hill Companies, The, ISBN: , ISBN-13: David Pozar, Microwave Engineering, Wiley, 4 edition, 2011, ISBN-10: , ISBN-13: Bowick Chris, RF circuit design, 2008, Linacre House, Jordan Hill, ISBN-13: , ISBN-10: Guillermo Gonzalez, Microwave Transistor Amplifiers: Analysis and Design (2nd Edition), 1996, Prentice Hall, ISBN

75 16. Henkes, D., LNA Design Uses Series Feedback to Achieve Simultaneous Low Input VSWR and Low Noise, Applied Microwave & Wireless, October, Jia-Sheng Hong, M. J. Lancaster, Microstrip Filters for RF/Microwave Applications, John Wiley & Sons, Inc., 2001, ISBNs: (Hardback); (Electronic) 18. Matt Morgan, Travis Newton, Non-Reflective Transmission-Line Filters for Gain Slope Equalization, Microwave Symposium, 2007, ISSN: X 19. MiniCircuits, Application Note: Constant-Impedance IF Bandpass Filters Improve Circuits Performance [online], 1999, [cites May 5, 2015]. Available: Marki Microwave, Inc., Mixer Basics Primer: A Tutorial for RF & Microwave Mixers, [online], 2010, [cites May 5, 2015]. Available: Engineering / Design Tools: T Attenuator, [online], 2015, [cites May 6, 2015]. Available: Analog Devices Inc., GitHub repository: ADF4153[online], 2013, [cites May 7, 2015]. Available: OS/tree/master/device_drivers/ADF Sam Jewell G4DDK, A Very Low Noise (pre)-amplifier for the UHF 70cm to 9cm bands, [online], 2013, [cites May 7, 2015]. Available: Sergei Zhutyaev RW3BP, 1296 MHz Small EME Station with Good Capability, [online], 2010, [cites May 7, 2015]. Available: Avago Technologies, Application Note 1299: A Low Noise High Intercept Point Amplifier for 900 MHz Applications using ATF PHEMT, [online], 2010, [cites May 9, 2015]. Available: MiniCircuits, Application Note AN : Stabilizing Network Model: PGA- 103+, [online], 2010, [cites May 9, 2015]. Available: Rohde & Schwarz, Application Note: The Y Factor Technique for Noise Figure Measurements, [online], 2010, [cites May 10, 2015]. Available: 8_1E_the_Y_factor_technique.pdf 74

76 28. Wiznet, W /100 Ethernet controller, [online], 2008, [cites May 18, 2015]. Available: Wiznet 5100 library for ATmega devices, [online], 2008, [cites May 18, 2015]. Available: 75

77 PIELIKUMI 1. Pielikums. MiniCircuits SYM-30DHW frekvenču jaucēja datu lapa

78 2. Pielikums. MiniCircuits SYM-30DHW jaucēja harmoniku tabulas 77

79 3. Pielikums. MiniCircuits DSN frekvenču sintezatora datu lapa 78

80 79

81 4. Pielikums. Mitsubishi MGF4919G lauktranzistora dati 80

82 5. Pielikums. Minicircuits PGA103 pastiprinātāja datu lapa 81

83 82

84 6. Pielikums. MGA pastiprinātāja datu lapa 83

85 84

86 7. Pielikums. Rogers Duroid 5870 spiestās plates materiāla tehniskie parametri 85

87 8. Pielikums. Darbā izmantotie lauktranzistora MGF4919G S parametri U D = 2 V, I D = 10 ma, T amb = 20 o C. # ghz s ma r !FREQ Fopt GAMMA OPT!GHZ db MAG ANG RN/Zo 86

88 9. Pielikums. MGF4919G priekšpastiprinātāja AWR simulācijas shēma CAPQ ID=C2 C=2.2 pf Q=100 FQ=1000 MHz ALPH=1 COIL ID=IND1 MTAPER ID=MT1 W1=W0 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default N=2 R=1.5 mm L=1.78 mm Rho=1 MTRACE2 ID=X1 W=0.4 mm L=11 mm BType=3 M=1 MTEE ID=TL15 W1=0.4 mm W2=1 mm W3=0.4 mm MTEE ID=TL5 W1=1 mm W2=1 mm W3=1 mm REST ID=IN2 SUBCKT ID=S5 NET="R14S1R8_ser" ID=TL17 W=1 mm L=0.5 mm ID=TL4 W=1 mm L=1 mm ID=TL10 W=1 mm L=2 mm SUBCKT ID=S1 NET="MGF4919_2V_10mA" ID=TL26 W=1 mm L=0.5 mm ID=TL6 W=1 mm L=0.5 mm SUBCKT ID=S2 NET="R14S2R2_ser" ID=TL7 W=1 mm L=0.5 mm ID=TL8 W=W0 mm L=1 mm PORT P=1 R=22 Ohm T=25 DegC DIA_AWG=Diameter DIA=0.3 mm Z=50 Ohm T PORT P=2 Z=50 Ohm ID=TL18 W=W0 mm L=1 mm 3 3 MTAPER ID=MT2 W1=W0 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default MSTEP ID=TL46 W1=1 mm W2=0.4 mm 3 L0=1.5, tune range ID=TL19 W=Wls mm L=Ls mm ID=TL3 W=Wls mm L=Ls mm MBENDRWX ID=MS1 W1=Wls mm W2=0.3 mm W0=2.3 MBENDRWX ID=MS2 W1=0.3 mm W2=Wls mm ID=TL40 W=1 mm L=0.5 mm MSUB Er=2.33 H=0.79 mm T=0.017 mm Rho=1 Tand= ErNom=2.33 Name=RO5870 MTRACE2 ID=X2 W=0.4 mm L=11 mm BType=3 M=1 Pad_W=1.3 Ls=4 Wls=0.5 ID=TL39 W=0.3 mm L=0.25 mm ID=TL38 W=0.3 mm L=0.25 mm INDQ ID=L4 L=5.6 nh Q=125 FQ=1500 MHz ALPH=1 ID=TL20 W=0.5 mm L=2.309 mm 2 MTEE ID=TL23 W1=1 mm W2=0.4 mm W3=0.5 mm MVIA1P ID=V2 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=1.5 mm RHO=1 MVIA1P ID=V1 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=1.5 mm RHO=1 Hv= MVIA1P ID=V4 MVIA1P ID=V3 MBENDA ID=TL29 W=0.5 mm ANG=90 Deg D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=1.5 mm RHO=1 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=1.5 mm RHO=1 1 ID=TL41 W=1 mm L=0.5 mm ID=TL36 W=0.5 mm L= mm MTEE ID=TL44 MTEE ID=TL14 ID=TL35 W=1 mm L=0.5 mm MTEE ID=TL24 W1=1 mm W2=1 mm W3=1 mm ID=TL16 W=1 mm L=0.5 mm ID=TL13 W=1 mm L=0.5 mm MBENDA ID=TL2 W=0.5 mm ANG=90 Deg ID=TL12 W=0.5 mm L=2.15 mm ID=TL22 W=1 mm L=1 mm W1=1 mm W2=1 mm W3=1 mm W1=1 mm W2=1 mm W3=1 mm 2 MTEE ID=TL11 W1=1 mm W2=1 mm W3=1 mm MSTEP ID=TL37 W1=0.5 mm W2=1 mm ID=TL9 W=1 mm L=0.5 mm MSTEP ID=TL30 W1=1 mm W2=0.5 mm 3 REST ID=IN4 R=56 Ohm T=25 DegC T 2 2 INDQ ID=L1 L=22 nh Q=50 FQ=1500 MHz ALPH=1 ID=TL45 W=1 mm L=0.5 mm CAPQ ID=C1 C=8.2 pf Q=100 FQ=1000 MHz ALPH=1 SUBCKT ID=S3 NET="R14S8R2_ser" CAPQ ID=C7 C= pf Q=100 FQ=1000 MHz ALPH=1 1 ID=TL28 W=1 mm L=0.55 mm CAPQ ID=C4 C=100 pf Q=100 CAPQ ID=C6 ID=TL32 W=0.5 mm L=1.711 mm C=100 pf Q=100 FQ=1000 MHz ALPH=1 FQ=1000 MHz ALPH=1 1 1 MTAPER ID=MT5 W1=2 mm W2=1 mm L=0.5 mm Taper=Linear Method=Default SUBCKT ID=S4 NET="R14S8R2_ser" ID=TL34 MTAPER ID=MT7 W1=1.5 mm W2=1 mm L=0.5 mm Taper=Linear Method=Default MTAPER ID=MT6 W1=1.5 mm W2=1 mm L=0.5 mm Taper=Linear Method=Default W=1 mm L=0.5 mm 2 ID=TL25 W=1 mm L= mm MTAPER ID=MT3 REST W1=2 mm ID=IN1 W2=1 mm R=22 Ohm L=0.5 mm T=25 DegC Taper=Linear Method=Default MTAPER ID=MT4 W1=2 mm W2=1 mm L=0.5 mm Taper=Linear Method=Default ID=TL21 W=1 mm L=0.5 mm T MBENDA ID=TL33 W=1 mm ANG=90 Deg 1 MVIA1P ID=V7 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=Pad_W mm RHO=1 MVIA1P ID=V8 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=Pad_W mm RHO=1 MSTEP ID=TL31 W1=1 mm W2=0.5 mm MVIA1P ID=V9 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=Pad_W mm RHO=1 MVIA1P ID=V5 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=Pad_W mm RHO=1 MVIA1P ID=V10 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=Pad_W mm RHO=1 MVIA1P ID=V6 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=Pad_W mm RHO=1 MVIA1P ID=V13 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=Pad_W mm RHO=1 MVIA1P ID=V11 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=Pad_W mm RHO=1 MVIA1P ID=V14 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=Pad_W mm RHO=1 MVIA1P ID=V12 D=0.8 mm H=Hv mm T=0.4 mm W=Pad_W mm RHO=1 87

89 10. Pielikums. PGA103 pastiprinātāja AWR simulācijas shēma ID=TL6 W=1 mm L=1.5 mm CAPQ ID=C6 C=220 pf Q=50 FQ=500 MHz ALPH=1 MTAPER ID=MT3 W1=2 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default MVIA1P ID=V13 MVIA1P D=0.9 mm ID=V14 H=Hvia mm D=0.9 mm T=0.05 mm H=Hvia mm W=1.5 mm T=0.05 mm RHO=1 W=1.5 mm RHO=1 MTAPER ID=MT2 W1=W1 mm W2=1 mm L=1 mm PORT ID=TL3 Taper=Linear P=1 W=W1 mm Method=Default Z=50 Ohm L=3 mm MVIA1P ID=V1 MVIA1P D=0.9 mm ID=V2 H=Hvia mm D=0.9 mm T=0.05 mm H=Hvia mm W=1.5 mm T=0.05 mm RHO=1 W=1.5 mm RHO=1 RES ID=R1 R=150 Ohm INDQ ID=L2 L=620 nh Q=50 FQ=300 MHz ALPH=1 MCROSS ID=TL1 W1=1 mm W2=1 mm W3=1 mm W4=W2 mm CAPQ ID=C2 C=C1 pf Q=200 FQ=1000 MHz ALPH=1 ID=TL8 W=1 mm L=1.5 mm ID=TL15 W=1 mm L=1 mm MTRACE2 ID=X1 W=W2 mm L=L1 mm BType=2 M=1 MTAPER ID=MT4 W1=2 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default STACKUP Name=SUB1 ID=TL5 W=1 mm L=0.5 mm MVIA1P ID=V10 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MVIA1P ID=V9 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 EXTRACT ID=EX1 EM_Doc="EM_Extract_Doc" Name="EM_Extract" Simulator=EMSight X_Cell_Size=0.1 mm Y_Cell_Size=0.1 mm PortType=Default STACKUP="SUB1" Extension=5 mm Override_Options=Yes Hierarchy=Off SweepVar_Names="" CAPQ ID=C1 C=3.3 pf Q=200 FQ=1000 MHz ALPH=1 MVIA1P ID=V8 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 EXTRACT ID=EX2 EM_Doc="EM_Extract_Doc_2" Name="EM_Extract_2" Simulator=EMSight X_Cell_Size=0.1 mm Y_Cell_Size=0.1 mm PortType=Default STACKUP="SUB1" Extension=5 mm Override_Options=Yes Hierarchy=Off SweepVar_Names="" SUBCKT ID=TL4 ID=S1 ID=TL2 W=1 mm NET="PGA_103 5V_Plus25DegC" W=1 mm L=3.43 mm L=1 mm 1 2 MVIA1P MVIA1P ID=V7 MVIA1P ID=V5 D=0.9 mm ID=V6 D=0.7 mm H=Hvia mm D=0.7 mm H=Hvia mm T=0.05 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm T=0.05 mm W=1 mm RHO=1 W=1 mm RHO=1 RHO=1 MVIA1P ID=V3 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MSUB Er=2.33 H=0.79 mm T= mm Rho=1 Tand= ErNom=2.33 Name=RT5870 Hvia = 0.79 CAPQ ID=C4 C=C2 pf Q=200 FQ=1000 MHz ALPH=1 MTAPER ID=MT5 W1=2 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default MVIA1P ID=V4 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MTEE ID=TL9 W1=1 mm ID=TL7 W2=1 mm W=1 mm W3=W3 mm L=0.5 mm 1 2 MTRACE2 ID=X2 W=W3 mm L=L2 mm BType=2 M=1 MTEE ID=TL11 W1=1 mm W2=W3 mm W3=1 mm ID=TL12 W=1 mm L=1 mm MVIA1P ID=V11 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 CAPQ ID=C3 C=3.3 pf Q=200 FQ=1000 MHz ALPH=1 INDQ ID=L1 L=47 nh Q=50 FQ=1500 MHz ALPH=1 MTAPER ID=MT6 W1=2 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default MVIA1P ID=V12 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MTAPER ID=MT1 W1=W1 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default ID=TL13 W=1 mm L=0.5 mm CAPQ ID=C5 C=100 pf Q=200 FQ=1000 MHz ALPH=1 MTEE ID=TL14 W1=1 mm W2=1 mm W3=1 mm 1 2 ID=TL10 W=W1 mm L=4 mm W1=2.11 L1=21 L2=13 C1=4.7 C2=47 W2=0.78 W3=0.53 ID=TL16 W=1 mm L=1 mm PORT P=2 Z=50 Ohm

90 11. Pielikums. Atsevišķu priekšpastiprinātāja moduļa pastiprinātājpakāpju prototipu S parametru mērījumu rezultāti a) MGF4919G pakāpe b) PGA-103 pakāpe 89

91 12. Pielikums. MGA pastiprinātāja AWR simulācijas shēma W1=3 L1=21 L2=13 C1=4.7 C2=47 W2=0.78 W3=0.53 MTAPER ID=MT1 W1=W1 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default MTAPER ID=MT2 W1=W1 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default CHIPCAP ID=C2 C=82 pf Q=10 FQ=1500 MHz FR=1000 MHz ALPH=1 CHIPCAP ID=C1 C=82 pf Q=10 FQ=1500 MHz FR=1000 MHz ALPH=1 MTEE ID=TL9 W1=1 mm W2=1 mm W3=1 mm ID=TL10 W=W1 mm L=6.6 mm ID=TL5 W=1 mm L=1 mm ID=TL7 W=1 mm L=0.5 mm ID=TL2 W=1 mm L=2 mm SUBCKT ID=S1 NET="MGA_30889_sp_np" ID=TL4 W=1 mm L=1.3 mm ID=TL22 W=1 mm L=1 mm ID=TL3 W=W1 mm L=3 mm PORT P=2 Z=50 Ohm PORT P=1 Z=50 Ohm MSUB Er=2.33 H=0.79 mm T= mm Rho=1 Tand= ErNom=2.33 Name=MSUB1 ID=TL19 W=1 mm L=1 mm MVIA1P ID=V5 D=0.7 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1 mm RHO=1 MVIA1P ID=V7 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MVIA1P ID=V8 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MVIA1P ID=V9 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MVIA1P ID=V10 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MVIA1P ID=V6 D=0.7 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1 mm RHO=1 INDQ ID=L1 L=100 nh Q=90 FQ=1500 MHz ALPH=1 ID=TL20 W=1 mm L=1 mm Hvia = 0.79 INDQ ID=L2 L=100 nh Q=90 FQ=1500 MHz ALPH=1 MTEE ID=TL14 W1=1 mm W2=1 mm W3=1 mm MTEE ID=TL6 W1=1 mm W2=1 mm W3=1 mm ID=TL16 W=1 mm L=1 mm ID=TL13 W=1 mm L=0.5 mm ID=TL1 W=1 mm L=1 mm ID=TL12 W=1 mm L=0.5 mm 2 MTEE ID=TL11 W1=1 mm W2=1 mm W3=1 mm CHIPCAP ID=C4 C=82 pf Q=10 FQ=1500 MHz FR=1000 MHz ALPH=1 CHIPCAP ID=C5 C=10 pf Q=68 FQ=1500 MHz FR=2700 MHz ALPH=1 CHIPCAP ID=C3 C=82 pf Q=10 FQ=1500 MHz FR=1000 MHz ALPH=1 MTAPER ID=MT6 W1=1.2 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default MTAPER ID=MT3 W1=1.2 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default MTAPER ID=MT5 W1=1.2 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default MVIA1P ID=V4 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MVIA1P ID=V1 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MVIA1P ID=V3 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MVIA1P ID=V12 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 MVIA1P ID=V11 D=0.9 mm H=Hvia mm T=0.05 mm W=1.5 mm RHO=1 90

92 13. Pielikums. MGA pastiprinātāja AWR simulācijas un prototipa mērījumu rezultāti a) AWR simulācijas rezultāti b) Prototipa mērījumu rezultāti 91

93 14. Pielikums. Interdigitālā joslas filtra AWR simulācijas shēma PORT P=1 Z=50 Ohm MSUB Er=2.33 H=0.79 mm T= mm Rho=1 Tand=0.002 ErNom=2.33 Name=SUB1 ID=TL4 W=W0 mm L=L_v1 mm M7CLIN MVIA1P MVIA1P ID=TL1 MVIA1P ID=V4 ID=V6 W1=W1_v1 mm ID=V2 D=D_v1 mm D=D_v1 mm W2=W1_v1 mm D=D_v1 mm H=H_v1 mm H=H_v1 mm W3=W1_v1 mm H=H_v1 mm T=T_v1 mm T=T_v1 mm W4=W1_v1 mm T=T_v1 mm W=W1_v1 mm W=W1_v1 mm W5=W1_v1 mm W=W1_v1 mm RHO=1 RHO=1 W6=W1_v1 mm RHO=1 W7=W1_v1 mm S1=S1_v1 mm MOPENX MOPENX S2=S2_v1 mmid=tl6 ID=MO3 S3=S3_v1 mmw=w1_v1 mm ID=MO5 ID=TL7 8 W=W1_v mm 11 W=W1_v1 12mm W=W1_v mm S4=S3_v1 mml=l_v2 mm L=L_v2 mm S5=S2_v1 mm S6=S1_v1 mm L=LTop mm Acc=1 MTAPER ID=MT3 W1=W0 mm M5CLIN W2=Ltee mm ID=TL3 L=Ltaper mm W1=W1_v1 mm Taper=Linear W2=W1_v1 mm Method=Default 1 2 W3=W1_v1 mm W4=W1_v1 mm MTEEX$ MTEEX$ W5=W1_v13 mm ID=MT1 ID=MT2 S1=S2_v1 mm M7CLIN S2=S3_v1 mm 2 1 ID=TL2 S3=S3_v1 mm W1=W1_v1 mms4=s2_v1 mm W2=W1_v1 mml=ltee mm W3=W1_v1 mmacc= W4=W1_v1 mm W5=W1_v1 mm W6=W1_v1 mm W7=W1_v1 mm S1=S1_v1 mm S2=S2_v1 mm S3=S3_v1 mm S4=S3_v1 mm S5=S2_v1 mm S6=S1_v1 mm L=LBot mm Acc=1 W1 W1 MOPENX ID=MO1 W=W1_v1 mm W2 W1 W2 W3 W2 MVIA1P ID=V1 D=D_v1 mm H=H_v1 mm T=T_v1 mm W=W1_v1 mm RHO=1 W3 W4 W3 W4 W5 W4 W5 W6 W5 W6 W7 W7 1 2 MOPENX 3 4 MOPENX 5 6 MOPENX 7 ID=MO2 ID=MO4 ID=MO6 W=W1_v1 mm W=W1_v1 mm W=W1_v1 mm MVIA1P ID=V3 D=D_v1 mm H=H_v1 mm T=T_v1 mm W=W1_v1 mm RHO=1 MOPENX ID=MO7 W=W1_v1 mm MVIA1P ID=V5 D=D_v1 mm H=H_v1 mm T=T_v1 mm W=W1_v1 mm RHO=1 3 MVIA1P ID=V7 D=D_v1 mm H=H_v1 mm T=T_v1 mm W=W1_v1 mm RHO=1 W1_v1=1.865 S1_v1= S2_v1= S3_v1= LTOT=32.5 LBot=9.12 Ltee=0.5 LTop=LTOT-LBot-Ltee Ltaper=1 L_v1=5 L_v2=2.659 D_v1=1 H_v1=0.79 T_v1=0.5 W0=2.3 MTAPER ID=MT4 W1=W0 mm W2=Ltee mm L=Ltaper mm Taper=Linear Method=Default ID=TL5 W=W0 mm L=L_v1 mm PORT P=2 Z=50 Ohm 92

94 15. Pielikums. L diapazona pastiprinājuma frekvenčatkarības kompensatora AWR simulācijas shēma PORT P=1 Z=50 Ohm ID=TL4 W=W0 mm L=4.6 mm MTEE ID=TL6 W1=W0 mm W2=W1 mm W3=1 mm MTRACE2 ID=X1 W=W1 mm L=L1 mm BType=3 M=1 MTEE ID=TL7 W1=W0 mm W2=W1 mm W3=1 mm ID=TL5 W=W0 mm L=5.5 mm PORT P=2 Z=50 Ohm MSUB Er=3.4 H=0.254 mm T= mm Rho=1 Tand=0.002 ErNom=3.4 Name=RO4003 RES ID=R1 R=50 Ohm MTAPER ID=MT1 W1=W2 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default W0=0.56 R1=50 W1=0.2 L1=50 W2=1 L2=50 RES ID=R2 R=50 Ohm MTAPER ID=MT2 W1=W2 mm W2=1 mm L=1 mm Taper=Linear Method=Default EXTRACT ID=EX1 EM_Doc="EM_Extract_Doc" Name="EM_Extract" Simulator=EMSight X_Cell_Size=0.05 mm Y_Cell_Size=0.05 mm PortType=Default STACKUP="SUB1" Extension=10 mm Override_Options=Yes Hierarchy=Off SweepVar_Names="" MTRACE2 ID=X2 W=W2 mm L=L2 mm BType=3 M=1 MTRACE2 ID=X3 W=W2 mm L=L2 mm BType=3 M=1 STACKUP Name=SUB1 MOPEN ID=TL8 W=W2 mm MOPEN ID=TL3 W=W2 mm 93

95 16. Pielikums. Starpfrekvences moduļa prototipa S parametru amplitūdu mērījumi joslā no 0.1 līdz 1 GHz 94

96 17. Pielikums. Priekšpastiprinātāja moduļa principiālā shēma un spiestā plate 95

97 18. Pielikums. Priekšpastiprinātāja moduļa barošanas bloka principiālā shēma un spiestā plate 96

98 19. Pielikums. MGA30889 pastiprinātāja principiālā shēma un spiestā plate 97

99 20. Pielikums. Jaucēja moduļa principiālā shēma un spiestā plate 98

100 21. Pielikums. Heterodīna sintezatora principiālā shēma un spiestā plate 99

101 22. Pielikums. L diapazona pastiprinājuma frekvenčatkarības kompensatora principiālā shēma un spiestā plate 100

102 23. Pielikums. L diapazona joslas filtra spiestā plate 101

103 24. Pielikums. Starpfrekvences moduļa principiālā shēma un spiestā plate 102

104 25. Pielikums. Uztvērēja barošanas bloka principiālā shēma 103

105 26. Pielikums. Uztvērēja barošanas bloka spiestā plate 104